Скляр Б. Цифровая связь (2003) (1151859), страница 132
Текст из файла (страница 132)
9.14 можно заключить следующее: 1) сигнал пг) имеет постоянную огибаюшую; 2) Фаза радиочастотной несушей непрерывна прн битовых переходах; 3) сигнал Пг) можно рассматривать как РБК-модулированный сигнал с частотами передачи Ть+ н4Т и Гь- 1/4Т. Таким образом, минимальное разнесение тонов, требуемое при модуляции МЗК, можно записать следующим образом: а7(7) сов (л)(27) т зт ат тт а) Вй 7) сов (л((27) сов пв( аа(З) Ип (в((27) в) ао(7) мп (нг(27) ип ло( в(7) а) анилулниил с миниигиьным сдвигом (т(л)тит Фн)) йеу(лй — мЩ7 а) моРис.
9.14. Манил лн днфииированний синфазний лоншн битов; б) произведение синфазвмо б т(рного лотова битов и несущей; д) сигнал МЯК (Перепечатано с разреимнил автора из работы Раюрайу Х "М(ланит ЯнМ Хеу)лйг А Хресна((у Евгселг Мт(и(т(оц" 1ЕЕЕ Сопливо. Мва., Хи(у, 1979, Р(б. 5, р. 18. (2 1979 1ЕЕЕ) бйормироаанная спектральная плотность мощности (Р= 1 Вт) для ОРБК, ООРБК и МБК р...
пля сравнения здесь же приводится спектральный график ВЕК Не должно удивлять, что ВЕК треб ет требует большей полосы пропускания, чем другие типы модуляции„при том же уровне спектральной плотности. В разделе 9.5.1 и еле .. и на рис. 9.б было о, что теоретическая эффективность использования полосы частот схемы ВЕК г) рис. 9.15 видно, что боковые максимумы графика вдвое меньше, чем схемы г)РЯК. Из ланных на си ниже, чем графика ((РЕК или ООРБК.
Это является следствием умножения же ия потока переход, тем бы е с нусоиду и дает большое количество плавных фазовых лереходов. Ч ем плавнее сгрее спектральные хвосты стремятся к нулю. Модуляция МБК слектраль- Взб. Модчляция с эйзьЬективным использованием полосы частот ОРЕК или ООРЕК; тем не менее, как видно из рис. 9.15, спектр МЕК ракий основной максимум, чем спектр ОРЗК или ООРЕК. Следовательно, вать удачным выбором при наличии узкополосных линий связи.
В то же ит использовать в системах с несколькими несущими, поскольку ее отнопобочные максимумы спектра позволяют избежать значительных помех в (ас]асеп( с(галле! ш(егТегепсе — АС1). То, что спектр ОРБК имеет более уз максимум, чем МЯК, объясняется тем, что при данной скорости передачи битов скоросп передачи символов ОРБК вдвое меньше скорости передачи символов МБК. о о о -ш,а и -га,а и -за,о Б Й-(а,а кГЗ 50 О об ао Х к о-во,а с,.в оо к к-та,о -з,о -2,5 -2,0 -1,5 -1,о -0,5 а 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 з,а Нормированный сдвиг частоты относительно несущей, И вЂ” (ь)1п (Гцуаитус( Рис.
9.15. Пормянтаннан саектроньоак ктотвость мощюсти аек ВРЕК, ЮРЕК, ОБРЕК и МЕК (Перепечатано с разрешении аетора из рабаты Виттио Е '7йе Вант(иИЯ ор Пйтга/ Паза Я(ршй, " 1ЕЕЕ Сопвпоп. Мвк, тс(. 18 и. 6, Мотет(мг, 1980, РВ 24, р. 1б, Ю 1980 1ЕЕЕ) 9.8.2.1. Вероятность ошибки при модуляциях ООРЗК и МЗК Ранее говорилось, по ВРЕК и ОРБК имеют одинаковую вероятность появления битовой ошибки, поскольку ОРЕК сконфигурирована как два сигнала ВРЕК на ортогональных компонентах несущей.
Так как разнесение потоков данных не меняет ортогональности несущих, схема ООРЕК имеет ту же теоретическую вероятность появления битовой ошибки, что и ВРЕК и ()РЕК. Для модуляции двух квадратурных компонентов несущей манипуляция с минимальным сдвигом использует сигналы антиподной формы, +сов (ш12Т) и 25(п (хзз27), с периодом 2Т. Следовательно, если для независимого восстановления данных из каждого ортогонального компонента используются согласованные фильтры, то модуляция МЕК, определенная в формуле (9.50), имеет ту же вероятность появления ошибки, что и ВРЕК, ОРЕК и ООРЕК [17].
Однако если МЯК-модулированный сигнал когерентно детектируется в интервале Т секунд как РЕК-модулированный сиптал, то эта вероятность будет ниже, чем у ВРЕК, на 3 дБ ]17]. У МЕК с дифференциально кодированными данными, определенной в выражении (9.46), вероятность появления ошибки будет такой же, как и при когерентном детектировании дифференциально кодированных данных в модуляции РЗК.
Сигналы МЕК также можно детектировать некогррентно 119]. Это позволяет осуществлять дешевую демодуляцию (если это позволяет величина принятого Еь(йо). и ии мппипснии и колиоованяя г и и 9.8.3. Квадратурная амплитудная модуляция Когерентная М-арная фазовая манипуляция (л/-агу рйазе аИЙ )геу(пй — МРАК) — это хорошо известный метод, позволяющий сузить полосу пропускания. Здесь используется не бинарный алфавит с передачей одного информационного бита за период передачи канального символа, а алфавит из /г/ символов, что позволяет передавать /с= 1оа, л/ битов за каждый символьный интервал. Поскольку использование М-арных символов в й раз повышает скорость передачи информации при той же полосе пропускания, то при фиксированной скорости применение /г/-арной РЖ сужает необходимую полосу пропускания в /с раз (см. раздел 4.8.3). Из уравнения (9.44) можно видеть, что модуляция ОРИК состоит из двух независимых потоков.
Один поток модулирует амплитуду косинусондальной функции несущей на уровни+1 и -1, а другой — аналогичным образом синусоидальную функцию. Результирующий сигнал называется двухполосным сигналом с подавлением несущей (г(оиЬ)е-зЫеЬапг! зцрргеззег(-сагпег — ОБВ-БС), поскольку полоса радиочастот вдвое больше полосы немодулированного сигнала (см. раздел 1.7.1) и не содержит вьи!еленной несущей. Квадратурную амплитудную модуляцию (циабгагиге ащр!!губе гпог!и!абоп — ОАМ) можно считать логическим продолжением ОРБК, поскольку сигнал ()АМ также состоит из двух независимых амплитудно-модулированных несущих.
Каждый блок из /с бит (/г полагается четным) можно разделить на два блока из У2 бит, подаваемых на цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП), которые обеспечивают требующее модулируюшее напряжение для несущих. В.приемнике оба сигнала детектируются независимо с помощью согласованных фильтров. Передачу сигналов, модулированных ОАМ, можно также рассматривать как комбинацию амплитудной (атрИиг(е ай!й 1геу!пя — АЖ) и фазовой (рйазе зИВ !геу!пя — РБК) манипуляций, откуда альтернативное название амплитудно-4азовая манипуляция (ашр!Вы(е рйазе !сеу!ла — АРК).
И наконец, ее можно считать двухмерной амплитудной манипуляцией, откуда еше одно название — квадратурная амллиюуднлл манипуляция (цниаг!га!иге ашр1!гцбе зИй )сеу!пй — (2АБК). На рис. 9.16, а показано двухмерное пространство сигналов и набор векторов сигналов, модулированных 16-ричной ОАМ и изображенных точками, которые расположены в виде прямоугольного множества.
На рис. 9.16, б показан канонический модулятор ОАМ. На рис. 9.16, в изображен пример модели канала, в которой предполагается наличие лишь гауссова шума. Сигналы передаются в виде пары (х, у). На модели показано, что координаты сигнальной точки (к, у) передаются по раздельным каналам .
и независимо возмущаются переменными гауссова шума (п„,л„), каждый компонент -которого имеет нулевое среднее и дисперсию /ч. Можно также сказать, что двухмерная вточка сигнала возмущается двухмерной переменной гауссова шума. Если средняя оэнергия сигнала (среднеквздратическое значение координат сигнала) равна 5, тогда оотношение сигнал/шум равно 5//!/. Простейший метод цифровой передачи сигналов -чеРез подобные системы — это применение одномерной амплитудно-импульсной модуляции (ри!зе атрИибе пик)п(айоп — РАМ) независимо к каждой координате сигна'ла.
При модуляции РАМ для передачи А битов/размерность по гауссову каналу кажлая 'гочка сигнала принимает значение одной из 2" равновероятных эквидистантных ам~глитуд. Точки сигналов принято группировать в окрестности пространства на ампли'гУдах+1, к3, ..., ~(2 — 1), ай А Мппипю~ип и пйзгвпмтиаиым мппппьппппнпам пппппи чяптпт а! в(г) пг в) ат ивг б) Рис. й)д. Схема модуляции ГгнМг а) !6-ричное пространство сигналов; д) канонический модулятор ()АМ) в) модель канала ДАМ 9.8.3.1.
Вероятность битовой ошибки при модуляции (2А))4 Для прямоугольного множества, гауссова канала и приема с помощью согласованных фильтров, вероятность появления битовой ошибки при модуляции М-) )Ам, где М = 2" и )г — четное, выражается следующим образом [12): 2(1 — Е ') 1ойз !. (9.54) Здесь ()(х) определено в формуле (3.43), а Ь= /М представляет количество уровней амплитуды в одном измерении.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
