Скляр Б. Цифровая связь (2003) (1151859), страница 131
Текст из файла (страница 131)
9.12. Потоки данных нри модуляции 00РБК При стандартной ОРБК из-за синхронизации дс(г) и с(а(с) за промежуток 2Т фаза несушей может изменяться только раз, В зависимости от значений дс(с) и асс(г) в лю- 8.8. Модчляция с эФФективным исвользоввнивм волосы частот -с ': Нтв Передачу сигналов ОЯРЗК также можно представить формулами (9.44) и (9.45); различие между двумя схемами модуляции, ()РБК и О()РЗК, состоит только в ориентации двух модулированных сигналов. Как показано на рис. 9.10, длительность каждого исходного импульса равна Т (рис. 9.10, а); следовательно, в потоках на рис.
9.10, б длительность каждого импульса равна 2Т. В обычной ()РЗК потоки четных и нечетных импульсов передаются со скоростью 1/(2Т) бит/с, причем они синхронизированы так, что их переходы совпадают, как показано на рис. 9.10, б. В ООРБК, которую иногда называют (дРБК с разнесением (з(аййегед ОРБК вЂ” БЯРБК), используется также разделение потока данных и ортогональная передача; разница в том, что потоки Ис(г) и с(о(г) синхронизированы со сдвигом на Т. Зтот сдвиг показан на рис. 9.12. бом промежутке 2Т, фаза несущей на этом промежупсе может принимать одно из четырех значений, показанных на рис.
9.11. В течение следующего интервала 2Т фаза несущей остается такой же, если ни один из потоков не меняет знака. Если только один из потоков импульсов изменит знак, происходит сдвиг фазы на +90'. Изменение знака у обоих потоков приводит к сдвигу фазы на 180'. На рис. 9.13, а изображен типичный сигнал ОРЕК для последовательности д((О и до(0, показанной на рис. 9, 1О. — да=1 ' -дг=-1 ' -дг=-1 ' — да=! — и в(!) О 2Т 4т Бт БТ а) ОРБК да = 1 дг = -1 дд = -1 дв =! 0 Т 2Т ЗТ 4Т БТ БТ ТТ 6) ОаРБК Рис.
9.13. Сигиалы(а) ОРКК; 6) С(ОРИ. ~Лерелечотт(о с разрешения автора из радоты Ра(ира(((у х "мт)тит Яиу( кеу(ля( А 5ресиа((у ЕЯс(ел( Моди(адов," !ЕЕЕ Сопппип. Мав., Уи(у, 1979, Р(я. 4, р. 17. © 1979, 1ЕЕЕ) Если сигнал, модулированный ОРЕК, подвергается фильтрации для уменьшения побочных максимумов спектра, результирующий сигнал больше не будет иметь постоянной огибающей и, фактически, случайный фазовый сдвиг на 180' вызовет моментальное обращение огибающей в нуль (рис. 9.13, а). Если эти сигналы применяются в спутниковых каналах, где используются нелинейные усилители, постоянная огибающая будет восстанавливаться.
Однако в то же время восстанавливаться будут я все нежелательные частотные боковые максимумы, которые могут интерферировать с сцгналами соседних каналов и других систем связи. При модуляции ОРЕК потоки импульсов д((() и до(О разнесены и, следовательн(), не могут одновременно изменить состояние. Несущая не может изменять фазу на 180', поскольку за один раз переход может сделать только один из компонентов.
За 1 каждые Т секунд фаза может измениться только на 0' или +90'. На рис. 9.13, б показан типичный сигнал ООРЕК для последовательности, представленной на рис. 9.12. Если сигнал ООРЕК становится сигналом с ограниченной полосой, возникающаг( межсимвольная интерференция приводит к легкому спаду огибающей в области перс( ходов фазы на +90', но поскольку переходов на 180' при ООРЕК нет, огибающая ()е обращается в нуль, как это происходит при ОРЕК. Если сигнал ООРЕК с ограничейной полосой проходит через нелинейный транспондер, спад огиба(ошей устраняете)(; в то же время высокочастотные компоненты, связанные с исчезновением огибаюше)Т, не усиливаются.
Таким образом, отсутствует внеполосная интерференция [17]. г а к " " «и лиии мллилииии и колиооваНИП 0.8.2. Манипуляция с минимальным сдвигом Главное преимушество ООРЗК перед ОРЗК (устранение внеполосной интерференции) наводит на мысль, что можно дополнительно усилить формат О('»РЗК, устранив разрывные переходы фазы. Это стало мотивацией разработки схем модуляции без разрыва фазы (сопйпцовх р!»азе шобц!айоп — СРМ). Одной из таких схем является манипуляция с минимальным сдвигом (ш!и!шц»п з!»!й йеу»пй — МЗК) (!7, 20).
МЗК можно рассматривать как частный случай частотной манипуляции без разрыва фазы (сов!!пцоцз-р)»азе (ге»)цепсу з)»!й )»еу!п8 — СРРЗК) или как частный случай ООРЗК с синусоидальным взвешиванием символов. В первом случае сигнал МЗК можно представить следующим образом (!8): ,ы=..[г(т — ! *]»т«ь+пт. д» ') 4Т) (9.46) Здесь Ть — несущая частота, д»=+1 представляет биполярные данные, которые перелаются со скоростью )! = НТ, а х» — это фазовая постоянная для А-го интервала передачи двоичных данных. Отметим, что при г(» = 1 передаваемая частота — это Ть ь И4Т, а при»»»= — 1 — это Г»-Р4Т.
Следовательно, разнесение тонов в МЗК составляет половину от используемого при ортогональной РЗК с некогерентной демодуляцией, откуда и название — манипуляция с минимальныи сдвигом. В течение каждого Т-секундного интервала передачи данных значение х» посл»янно, т.е. х» —— О или к, что диктуется требованием непрерывности фазы сигнала в моменты» = !»Т. Это требование накладывает ограничение на фазу, которое можно представить следующим рекурсивным ссютношением для х». к/с х» —— х»»+ — (д»» — Н») по модулю 2л 2 (9.47) С помощью тождеств (Г.5) и (Г.б) уравнение (9.4б) можно переписать в квадратурном представлении.
ег хг »ВО = а» сов — соз2пЯу — Ь» з!и — йп2крвг )»Т < г < (Ь + 1)Т, 2Т 2Т (9.48) »где а» = соз хт, = +1 Ь» = д» сов х» = Х1. (9.49) ' явт Э»8. Модуляция с эффективным использованием ппппттт» ч*птпт» т.:инфазный компонент обозначается как а»сов (хг!2Т) сов 2»уь», где сов 2хуьг — несущая, сев (яг»27) — синусаидальнае взвешивание символов, ໠— информационно-зависимый член.
Подобным образом квадратурный компонент — зто Ь»з!п(х»»27) з!п2крьг, где з!п2»9»»в ~надратурное слагаемое несущей, з!п(хг(2Т) — такое же синусоидальное взвешивание символов, а Ь» — информационно-зависимый член. Может показаться, что величины а» И» Ь» могут изменять свое значение каждые Т секунд. Однако из-за требования непре.Цыв»»ости фазы величина а» может измениться лишь при переходе функции со» (кгг27) .'(урез нуль, а Ь» — только при переходе через нуль з!в (хг»27). Следовательно, взвешиваЧие символов в синфазном или квадратурном канале — зто синусоидальный импульс с п»ериодом 2т и переменным знаком.
Как и в случае О(»РЗК, синфазный и квааратурный компоненты сдвинуты относительно друг друга на Т секунд. Отметим, что кь в уравнении (9.46) — это функция разности между прежним и текущим информационными битами (дифференциальное кодирование). Таким образом, величины аь и Ьь в уравнении (9.48) можно рассматривать как дифференциально кодированные компоненты исходных данных дь Однако чтобы биты данных дь были независимы между собой, знаки последовательных импульсов квадратурного и синфазного каналов от одного импульсного интервала, длительностью 2Т секунд, до следующего должны быть случайными импульсами.
Таким образом, если уравнение (9.48) рассматривать как частный случай модуляции ООРБК, его можно переписать в иной (неднфференциальной) форме 118). ш лг в(г) =д (г)соз — соз2лХ г-д 00ьт — йа2л(ог 2Т 0 2Т (9.50) (9.51) что равно половине скорости передачи битов. Отметим, что разнесение тонов, требуемое для МБК, — это половина (1П) разнесения, необходимого при некогерентном детектировании РЯК-модулированных сигналов (см.
раздел 4.5.4). Это обьясняется тем, что фаза несушей известна и непрерывна, что позволяет осуществить когерентную демодуляцию сигнала. Спектральная плотность мощности С(Т) для ОРБК и ООРБК имеет следуюший вид [18): 6(Т") = 2Р (9.52) МБК Оф будет иметь слой (9.53) где Р— средняя мошность модулированного сигнала. Прн дуюший вид 118): ,г 1бРТ( соз2л~Т с(,Т) = — ~ ~,1-1б( Т л.
г а н ° ю г~н но~ использовании модуляции и кодирования Здесь сб(г) и до(г) имеют такой же смысл синфазного и квадратурного потоков данных, как и в уравнении (9.43). Схема МБК, записанная в форме (9.50), иногда называется МБК с предварительным коднрованием (ртсодед МБК). Графическое представление уравнения (9.50) дано на рис. 9. 14. На рис. 9.14, а и в показано сннусоидальное взвешивание импульсов синфазного и квадратурного каналов.
Этн последовательности представляют собой те же информационные последовательности, что и на рис. 9.12, но здесь умножение на синусоиду дает более плавные переходы фазы, чем в исходном представлении данных. На рис. 9. 14, б и г показана модуляция ортогональных компонентов соз (2г(бь7) и йа (2з((ьу) синусоиаальными потоками данных. На рис. 9.14, д представлено суммирование ортогональных компонентов, изображенных на рис. 9. 14, б и г. Итак, из уравнения (9.50) и рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
