Диссертация (1091292), страница 5

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 5)

Поэтомудля различения рассматриваемых сигналов необходимо, чтобы сигналы,приходящие с «однозначной» и «запредельных» дальностей, имели ту илииную «окраску»: частотную, модуляционную, фазовую и т.д. В частности,наибольший эффект может дать ситуация когда эти сигналы или пачкисигналов ортогональны.При выборе вида этой «окраски», следует учесть специфическиеособенности метеонаблюдения, связанные с протяженным характером МО иструктурой используемых ЗС. К числу таких особенностей относятся:В условиях наложения эхо-сигналов: Применение сложных сигналов с внутриимпульсной модуляцией свозможностьюизмененияеезаконаотзондированиякзондированию; Получение достаточно богатой когерентной пачки (М>20), вкоторой можно по заданному закону (  ) менять начальные фазыmимпульсов;В условиях отсутствия перекрытия эхо-сигналов: Эхо-сигналыотКотражателейвразличныхинтервалаходнозначности могут существенно различаться энергиейслучайной доплеровской частотойf дk;Ekи31 Из-за протяженного характера МО по дальности и азимуту эхосигналы от k-ой «запредельной» дальности могут приходить свременным сдвигом относительно эхо-сигналов от «однозначной»дальности на значение k  T ( T - период кода).ooУчитывая изложенное, модель принятой смеси сигналов М-элементнойпачки в интервале наблюденияKy (t ) где:m kимеет вид:M K k0To  ( M  K )  ToAˆ k  S m [ t   ( m  k )  T o ]  ej mkej  2   ( f o  f д k )  t   o k(1.20)m 0- значение кодированной фазы, при приходе эхо-сигнала с k-ойзапредельной дальности;0- случайная начальная фаза;f дk- частотаДоплера.На основе анализа (1.20) можно рассмотреть ряд методов различения«неоднозначных» дальностей.1.4 Методы компенсации эхо-сигналов «запредельных» дальностей приоценке интенсивности МО1.4.1 Кодирование одиночных импульсовКак было показано в подразделе 1.3, метод МП требует «окраски» ЗС вкаждоминтервалезондированияиприменениясогласованнойкорреляционной обработки.В качестве первого этапа такого подхода можно рассматриватьизменение законов внутриимпульсной модуляции ЗС в смежных интервалахзондирования.

При цифровом формировании и сжатии сложных сигналовкаждый парциальный сигнал М-элементной пачки удобно представлять Qдискретами. Будем также полагать, что такой Q-дискретный сигнал обладаетсвойством доплеровской устойчивости, т.е. структура его КФ не зависит отрадиальной скорости МО: (  ,  fд ) (  , 0), где  ,  fд- рассогласованиепо времени и частоте соответственно (это предположение справедливо длябольшинства практических случаев [31-33]). Значение рассогласования по32времениm axудобно выразить в числе отсчетов дискретизации, т.е., где/ t  Q / 2- интервал дискретизации сложного сигнала.tВ этих условиях закон внутриимпульсной модуляции произвольного nго периода зондирования определяется кодовой последовательностьюh (n)qQ 1q0, АКФ которой имеет вид:Q 1(n)кп(q ) (n)hi hi q , ( n )*(n)кп( q )  (n)кп(1.21)(q )i qПри этом выходной сигнал СФ в n-ый период зондирования равен:( Q 1) / 2(n)вы х(  ) (n)кп( q ) o(1.22)(   q   t)q   ( Q 1) / 2гдеo(  )-КФимпульса,соответствующаякаждомуэлементупоследовательности.АКФ (1.21) показывает насколько коррелированы между собойпоследовательность(n)h0(n), h1(n), ..., hQ 1и ее копия, сдвинутая на q позиций.Рассмотрим прохождение «запредельного» эхо-сигнала, излученного в(n-l)-ый инетрвал зондирования через фильтр, согласованный с n-ым«однозначным» эхо-сигналом.

Положим, что амплитудная модуляция ЗСотсутствует (), а законы внутриимпульсной модуляцииai  ao  constопределяются только фазовыми распределениями   (n)qQ 1q0и (nl)qQ 1q0. Такимобразом, взаимнокорреляционная функция (ВКФ) этих последовательностейбудет определять отклик n-го СФ на сигнал, излученный на l периодовраньше n-го импульса. Ее выражение представляется в виде:(Q 1)( n ,n  l )(nl)вы хhi( n )* hio(   q   t) i   (Q 1)(Q 1) ao2i   (Q 1)exp(1.23)(nl)j   i i(n) o(   q   t)33Сравнениеи(1.22)позволяет(1.23)определитьослабление«запредельного» эхо-сигнала относительно «однозначного» в максимумеотклика n-го СФ. Это ослабление можно оценить по формуле:2Q 1 L l  1 0  lg( n ,n  l )вы х(n)вы х2(0 ) 1 0  lgexp(nl)j   i i(n)i 1(0 )Q(1.24)2Согласно (1.24) требуемое ослабление полностью определяетсявыбором кодирующих последовательностей и структурой их ВКФ [34].

Впредельном случае равновероятного значения разности фаз в (1.24) искомоеослабление составит: L  1 0  lg ( B ), гдеB   f и- база сложного сигнала,f-ширина полосы сигнала,  - длительность сигнала.иПредлагаемыйметодбылпроверенэкспериментальнодляформируемого в цифровом виде ступенчато-фазоманипулированного (СФМ)сигнала с полосойf  1 М Гцдлительностьюпоказано фазовое распределениедискрету при t  0 .1 м к с( i Q  600 и  60 м кс(B 60). На рис.1.6согласованного сигнала от дискрета к). В свою очередь на рис.1.7 показанофазовое распределение    комплексно-сопряженное с «согласованным»,(n)iкоторое предлагается использовать в( n  1)-ом периоде зондирования.Рис. 1.6.

фазовое распределение   i  согласованного сигнала с полосойдискрета к дискрету при  t  0 . 1 м к с ( Q  6 0 0 ). f  1 .2 5 М Г цот34Рис.1.7. фазовое распределение  Экспериментально(n)i комплексно-сопряженное с «согласованным»полученныеКФсогласованного(АКФ)и«комплексно сопряженного» (ВКФ) сигналов показаны на рис.1.8 и рис.1.9соответственно. Как видно из этих рисунков, максимум АКФ превосходитмаксимум ВКФ примерно на 16дБ, что приблизительно соответствуетзначению базы сигнала (  fи 60).Рис.1.8.

КФ согласованного (АКФ) сигнала.35Рис.1.9. КФ «комплексно сопряженного» (ВКФ) сигнала.Таким образом, доказано, что уже на этапе внутрипериодной обработкиможнодобитьсяослабленияэхо-сигналов,приходящихотМОна«запредельных» дальностях. Отметим, что общее кол-во наборов сигналов исоответственно СФ должно равняться числу «запредельных» зон дальностей.Для большинства практических случаев можно ограничиться1  l  3.1.4.2 Кодирование пачечных сигналовРезультаты внутрипериодной обработки по подавлению эхо-сигналовот «запредельных» дальностей при известных ограничениях на базу ЗС могутоказаться недостаточными. Еще одна возможность решения этой задачиможет быть реализована на этапе междупериодной обработки, что приведет кдополнительному подавлению «запредельных» пачечных сигналов.

Для этойцели можно воспользоваться, например, кодированием начальных фаз Мсложных СФМ сигналов, образующих эту пачкуширина луча по уровню минус 3дБ,(град/с),T cpV врM  0 .5V вр  T ср, где0 .5-- скорость вращения антенны- средний интервал повторения импульсов.В качестве кодов таких сигналов можно рассмотреть известные излитературы последовательности, используемые для формирования ФКМ36сигналов: коды Баркера, М-последоваьльности, коды Якиоби, нелинейные идополнительные последовательности и другие[35].Очевидно, что максимальный эффект можно достигнуть применениемортогональных ФКМ сигналов. В качестве систем, обладающих полнойдискретнойортогональностью,вчастности,образованныхпоследовательностями Уолша на основе матриц Адамара[36; 37].Ортогональность строк (столбцов) матрицы Адамара доказывается черезсвойства ВКФ:k,l-номерастрокв(m ) klM1M(1.25)a k ,i  a l ,i  mi m 1матрицеАдамара;i-номерсимволавпоследовательности.Припостоянном периодевременным сдвигом наM  2pиm  0имеем klmkl(m ) Toзначениеmявляетсяпозиций кода.

Для порогового устройства при(0 )  0, что соответствует условию ортогональности.В предельном случае при любомзначенияповторения(1  2   ) / 2  Mm  0, гдебоковые лепестки ВКФ не превышают- постоянная, зависящая от выборасистемы сигналов [35].В общем случае выбор системы сигналов зависит от значениятребуемого подавления эхо-сигналов «запредельных» дальностей. Этоподавление определяется уровнем боковых лепестков КФ на выходекоррелятора (СФ) пачки, настроенного на определенные вектор начальныхфаз импульсовгдеf дoo M 1  i  i 0и заданную радиальную скорость МОV r    f дo / 2,- заданный доплеровский сдвиг частоты.

Отсюда следует, что приобработке следует предусмотреть банк изP  4  V r m ax /   f Nf N  1 / 2  To, где Vr m ax2 pкорреляторов пачек:- максимально возможная радиальная скорость МО,- частота Найквиста.37Пусть n-ый коррелятор эквидистантной пачки настроен на вектор(n)f дo(n)и. АКФ пачки в «согласованном» корреляторе представляется в виде:гдеo fд(n)(P ,  fд ) пачСФМM 1(q )M(P )ai( n )* ai expj  2    fд(n) i  To(1.26)i0- рассогласование по частоте Доплера n-го коррелятора.(n) f д  f дoПоскольку нас интересует сжатие максимума ВКФ относительно АКФ,то и АКФ парциального СФМ сигнала будем рассматривать в максимуме приq  0.

Значение fд(n)удобно пронормировать к частоте Найквиста, т.е.выразить в долях этой частоты: fд(n)(n)/ F N   FдN. С учетом этого при  F(n)дN 0представим (1.26) в виде:M 1(n )вы х(P ,0)  o2ai expj i(n)  i p (n)(1.27)i PгдеoСФМ(0 )- постоянный множитель.MПерейдем к анализу ВКФ. Также как и для одиночного импульса,получим реакцию n-го коррелятора пачки, настроенного на фазовоераспределение(n), при подаче на его вход пачки с(nl), т.е. излученной на lпериодов зондирования ранее:M 1( n ,n  l )вы х( P ,  FдN )  o2ai exp j   nli  i P   j     FдN(n )( n ,l )i(1.28)i pгде( n ,l ) FдNзначением- рассогласование доплеровской частоты между ожидаемым(n)f дoи частотой «запредельного» эхо-сигнала.Отношение(1.27)и(1.28)позволяетопределитьослабление«запредельного» эхо-сигнала относительно ожидаемого в n-ом корреляторепачки. Это ослабление в максимуме равно:38M 1 L2 1 0  lg ( n , n  l)(0 ,  FдN ) (n ) вы х ( 0 , 0 )вы х2 2 0  lg2ai expj     FдN( n ,l )n ,li(1.29)i 0M 12aii 1Для пачкиначальнаяM  63фазана рис 1.10 показана структура ВКФ пачки импульсовкоторыхзакодированаМ-последовательностью.Относительное ослабление максимумов ВКФ по сравнению с АКФ пачкиздесь не менее 15.7дБ при  FдN 0.

При FдN  0происходит дополнительноеослабление ВКФ. Этот результат свидетельствует о том, что эффективностьподавления «запредельных» дальностей на этапе междупериодной обработкине меньше, чем на этапе внутрипериодной обработки.Рис.1.10 Двумерная ВКФ пачки из M  6 3 импульсов кодированных МпоследовательностьюОтметим,чторезультатымоделированиядругихкодовыхпоследовательностей дали приблизительно тот же результат. Как и прикодировании законов модуляции парциальных импульсов, кол-во кодовначальных фаз должно соответствовать числу «запредельных» дальностей1  l  3.391.4.3 Критерийные методы в условиях «неперекрытия» эхо-сигналов с«однозначных» и «неоднозначных» дальностей и их экспериментальнаяпроверкаРассмотрим ситуации, когда положительный эффект может бытьдостигнут более простыми средствами [38].

Такая ситуация широкораспространена и заключается в условии отсутствия наложения эхо-сигналовот«однозначных»и«запредельных»дальностей.Определить,чтопринимаемый эхо-сигнал принадлежит «запредельной» дальности, а затемисключить его из обработки, можно используя вобуляцию интерваловповторения импульсов.Рассмотрим пачку импульсов, в которой поочередно используются двапериода повторенияT1иT2. В этом случае наблюдаемая дальностьRzсвязанас истинной «запредельной» дальностью в n-ом интервале неоднозначностиRиnпростым соотношением:Rиn Rz n  c  T i 1, где2T i 1- длительностьпредыдущего интервала зондирования.

Характеристики

Список файлов диссертации