Сосулин Ю.Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации (1992) (1151790), страница 49
Текст из файла (страница 49)
Последние, в свою очередь, оказываются близкими кидеальному сигналу, имеющему единственный узкий пик и равномерные остатки на остальной части плоскости т, /, что обеспечивает высокую разрешающую способность по дальности и по скорости. М-последовательность может применяться для фазовой манипуляции как непрерывных, так и импульсных сигналов. При этом в случае непрерывного сигнала уровень боковых лепестков авто- корреляционной функции равен 1/М. Если же используется один период М-последовательности, т.
е. усеченная М-последовательность, для фазовой манипуляции импульсного сигнала длительностью Жтз, то уровень боковых лепестков возрастает, становясь равным приблизительно 1/~/ М. Однако при достаточно большом й/ уровень боковых остатков относительно главного пика авто- корреляционной функции ФМ сигнала можно сделать меньше требуемого значения. Согласованный фильтр, сжимающий ФМ сигнал, манипулированный М-последовательностью, аналогичен фильтру, показанному на рис. 6.13,г. Следует иметь в виду, что при больших значениях /у реализовать такой фильтр трудно.
При ФМ сигналах, манипулированных М-последовательностями, разрешающая способность по времени запаздывания определяется, как и прежде, длительностью дискрета тз (см. (63)), а разрешающая способность по частоте — длительностью всего сигнала. Обработку ФМ сигналов можно осуществлять не только фильтровыми, но и корреляционными схемами. Последние наиболее целесообразны тогда, когда число корреляционных каналов приемника невелико. Корреляционная схема производит демодуляцию ФМ сигнала с последующим когерентным накоплением демодулированных импульсов. Уменьшение уровня боковых лепестков на оси времени для ФМ сигнала, как и для ЛЧМ сигнала, достигается применением специальных несогласованных фильтров.
Общая структурная схема фильтра, сжимающего ФМ сигнал, а также подавляющего. боковые лепестки (рис. 6.15), включает в себя линию задержки с максимальной задержкой т., болыпей длительности импульса т„. Как и в согласованном фильтре, отводы линии задержки расположены так, чтобы сигнал между ними задерживался на время, равное длительности дискрета т0; однако число отводов й больше, чем у согласованного фильтра.
На выходе отводов имеются' 24Т фазовращатели «р«и аттенюаторы а„(=~1, ..., Й. После суммирования выходных сигналов аттенюаторов осуществляется фильтрация фильтром Ф в ~полосе 1рго. Применение фильтра (рис. 6.15) приводит к проигрышу в отношении сигнал-шум по сравнению с согласова~нным фильтром. В отличие от ЛЧМ импульса ~подавление бокоРис 818 Структурная схема вых лепестков в случае ФМ сигнафильтра сжатия и подавления ла не сопровождается расширенибоковых лепестков ФМ сиена- ем главного максимума' вместо этО- ла го расширяется вся «убласть боковых лепестков выходного сигнала.
'Рассматриваемый фильтр при соответствующей настройке 1фазовращателей и аттен~юаторов позволяет значительно уменьшить уровень боковых лепестков, |причем степень их подавления возрастает с ростом числа отводов и= (та/то)+1 линии задержки и, следовательно, с увеличением максимальной задержки т,. Если, например, используется фильтр с 33 отводами для обработки ФМ сигнала, маннпулированного тринадцатипозиционным кодом Баркера, то удается уменьшить уровень боковых лепестков с 22 до 40 дБ при энергетических потерях менее 0,4 дБ (45).
Потенциальная и реальная разрешающая способность. Потенциальная разрешающая способность, как уже отмечалось, есть наивысшая разрешающая способность, достигаемая лишь в пределе при оптимальной обработке сигналов, причем под оптимальной следует понимать такую обработку, которая оптимальна в смысле статистического разрешения многих сигналов. Качество «оптимального (в байесовском смысле) статистического разрешения определяется минимальным значением среднего риска. Качество статистического разрешения можно также определить вероятностями ошибок многоальтернативного обнаружения (см. (14), (15)), которые будут зависеть от отношений сигнал-шум и от взаимокорреляционных функций разрешаемых сигналов. От них же будет зависеть и значение меры разрешающей способности, о которой шла речь в $1.4.
Однако эту меру рассчитать весьма сложно. Что касается изученной в $6.3 и 6.4 меры разрешающей способности ов, то она находится просто — по ширине тела неопределенности по соответствующей оси (Ог а или 0=)). Эта мера не связана ни с отношением сигнал-шум, ни с вероятностями ошибок обнаружения, и она не есть «потенциальная разрешающая .способность», как ее иногда именуют. Однако в важном случае, нтв когда оптимальное разрешение сигналов сводится к их разделе''' нию на выходе системы согласованный фильтр — амплитудны(в детектор (см. $6.2) и, кроме того, когда отношение сигнал-шум достаточно велико (так что зпумом можно пренебречь), рассмотренная мера Аз хорошо характеризует потенциальную разрешающую способность.
В реальных условиях обработка сигналов отличается от оптимальной, при этом реальная разрешающая способность всегда хуже потенциальной. Ухудшение разрешающей способности может быть следствием несогласованности частотных характеристик усилителей приемника с характеристиками сигнала, конечности размеров рисующего пятна на экране электронно-лучевой трубки индикаторного устройства, дискретности съема информации при сопряжении РЛС с ЭВМ, а также других факторов, обусловленных неидеальностью радиоаппаратуры.
6.5. РАЗРЕШЕНИЕ ОБЪЕКТОВ ПО УГЛО- ВЫМ КООРДИНАТАМ Разрешающая способность по углу. В соответствии с общим определением (э 1.4) мера разрешающей способности РЛС по. угловой координате а есть минимальная разность угловых координат двух близко расположенных объектов А =а~ — аг (с одинаковыми значениями остальных координат), при которой возможно раздельное обнаружение объектов и измерение координат а1 и аз с показателями качества не хуже заданных.
Эту меру найти трудно. Однако легко рассчитать меру разрешающей способности по углу, подобную мере Аз, рассмотренной в $ 6.3, 6.4. Сделаем это применительно к обзорной РЛС с амлитудным методом пеленгации. В данном случае оценивание угловой координаты сводится к оцениванию времени запаздывания сигнала, при этом соответствующие потенциальные точности измерения связаны между собой соотношением (4.90). Аналогично связаны и разрешающие способности по углу А„и по времени запаздывания Ь,: А =ыА, (6.65) где й — угловая скорость обзора. Если в эту формулу подставить значения меры А, ($6.3 и 6.4), то получим соответствующие этой мере разрешающие способности по углу А„для различных (простых и сложных) зондирующих сигналов.
Предположим для простоты, что принимаемый сигнал с постоянной частотой заполнения имеет прямоугольную форму и его длительность т,. Тогда согласно (45) А,=т, и А =42т~=а„где а~ — ширина ДН прямоугольной формы. Если же ДН антенны имеет колоколообразную форму и огибающая принимаемого сиг- 24У жала описывается соотношением (4.91), где т„=а,/11 — длительность огибающей сигнала на уровне 0,46, а а, — ширина ДН на том же уровне, то Л,=1,3т,„и поэтому согласно (65) Л„=1,3а,. Таким образом, можно считать, что мера разрешающей спо,собности по азимуту (и по углу места) прямо пропорциональна ширине ДН антенны а, на уровне 0,5 в горизонтальной плоскости (или в вертикальной плоскости), т.
е. Л„=к,а„ (6.66) где коэффициент пропорциональности к~ определяется формой .ДН. Если сигнал сложный и его можно сжать по времени, то Л, уменьшается и соответственно уменьшается значение Л (65), т. е. разрешающая способность по углу повышается. Подставив (1.2) в (66), получим Л к' Х/й„ (6.6Л где константа к'=к кь Как видим, для повышения разрешающей способности по углу нужно увеличивать относительный размер апертуры антенны й,/Х. Разрешающая способность РЛС бокового обзора. РЛС бокового обзора устанавливается на борту ЛА; антенна РЛС, расположенная вдоль оси ЛА, образует ДН, широкую в вертикальной и узкую в горизонтальной плоскостях.
Обзор земной поверхности производится за счет перемещения ЛА (а не за счет вращения ДН антенны, как в РЛС кругового обзора). При обеспечении необходимой разрешающей способности РЛС бокового обзора можно использовать для картографирования местности. Качество радиолокационного изображения местности определяется минимальным расстоянием между двумя ее точками, разрешаемыми по углу, т. е.
линейной разрешающей способностью Л . Если Л вЂ” разрешающая способность по углу, то на дальности )х .линейная разрешающая способность Л,.=Л„/г. Разрешающая способность РЛС бокового обзора существенно зависит от того, какая обработка сигналов в РЛС используется: некогерентная или когерентная. При некогерентной обработке разрешающая способность Л определяется согласно (66), (67): Ла аа 1 /дд. Поэтому Л„= а, /г' = (Х/й,) )г, (6.68) т.
е. линейная разрешающая способность ухудшается прямо пропорциоиалыю увеличению дальности. Уменьшение Л„достигается уменьшением длины волны Х (но при этом возрастают потери в атмосфере) и увеличением размера антенны а, (что ограничено размерами самого ЛА). 250 Метод синтезирования апертуры. Кар- У диналвное решение задачи повышения разрешающей способности РЛС бокового обзора состоит в переходе к когерент- ' ,ле ной обработке сигналов, позволяющей создавать искусственный раскрыв антен- я ны — синтезированный, значительно превышающий физический ~раскрыв а~нтеи- .те НЫ Иа ТЗКЗЯ ВОЗМОЖНОСТЬ ПОЯВЛЯЕТСЯ В рис Е 1З днетреиие связи с тем, что при облучении полети- пояенянниея метод еинлающей ~поверхности колебанием пос тезиронения апертуры тоянной частоты принимаемый антенной отраженный сигнал из-за движения ЛА является частотномодулнроваииым.
Этот сигнал 'при когереивной Обработке (согласованной ~фильтрации) может быть сжат (см. $6.4), что и повышает разрешающую способность РЛС. Поясним сказанное с помощью рис. 6.16 и несложных выкладок. Пусть ЛА движется параллельно прямой х со скоростью У, ДН антенны является сектором шириной а,. Расстояние ЛА до точки хо меняется со временем по закону /т= У/тио+Уя(Го — ()я. где (о — момент расположения ЛА на кратчайшем расстоянии /то от точки хо. Разлагая в ряд с учетом ~ У(/о — 1) ~<</то, получаем 1т ж Я, + (Уя/2К,) (1,-1)'. (6.69г Если отражающий точечный объект находится в точке хо и облучается электромагнитным колебанием частоты /о, то фаза принимаемого антенной сигнала меняется по закону <р=2п/о[1 — (2Р/с)1„ а мгновенная частота /=ер/2л=/о — (2~ой/с). Подставляя сюда (69), получаем /=/о+(2/оУи/ст(о) (1о — 1).
Как видим, принимаемый сигнал — линейно-частотно-модулированный. Скорость изменения частоты о(//о(1= — 2У~/2,/то, а девиация частоты А/о= )е(//И~А(, где А/ — длительность сигнала. Последняя определяется временем облучения объекта а,Ро/У. Поэтому А/о= (2УЯ/т/то) (а,йо/У) = =2Уа,/Х, а с учетом а,=д/т/, А/о=2У/т(,. Так как при оптимальной обработке ЛЧМ сигнала обеспечивается разрешающая способ« ность по времени А,=1/Л/о (см. (59)), то применительно к рассматриваемой задаче Ь,=а,/2У. За это время антенна РЛС вместе с ЛА пройдут путь УЛ,=о(,/2. Объекты, расположенные на оси я на расстоянии, не меньшем а,/2, очевидно, будут разрешены по координате х (отраженные от этих объектов сигналы будут восприниматься раздельно). Таким образом, линейная разрешающая способность РЛС бокового обзора при когерентной обработке в рассматриваемом случае ( Ь„ж Ы,/2.
(6.70) 2$я В отличие от линейной разрешающей способности при некогерентной обработке (68) величина (70) не зависит ни от длины волны Х, ни от дальности )с и определяется только линейным размером апертуры антенны Ы,. Чем меньше А, тем выше разрешающая способность. Этот на первый взгляд парадоксальный результат обусловлен сжатием ЛЧМ сигналов, и его можно пояснить также следующим образом.
При движении РЛС и оптимальной обработке отраженных сигналов, которые запоминаются и суммируются с учетом фазовых соотношений, синтезируется искусственный раскрыв антенны, размер которого равен пути, пройденному РЛС за время облучения. Чем меньше физический раскрыв д„ тем шире ДН а,=Х/Ы, и, следовательно, дольше облучение и поэтому больше раскрыв синтезированной антенны Н,. Но чем больше д„ тем уже ДН синтезированной антенны и поэтому выше разрешающая способность. РЛС бокового обзора с когерентной обработкой сигналов называются РЛС с синтезированной апертурой. Потенциальные возможности таких РЛС, как показано, велики. Однако на практике из-за нестабильности курса, высоты и скорости полета ЛА, а также нестабильности элементов системы обработки сигналов происходит отход от оптимальной обработки, в результате разрешающая способность ухудшается. Тем не менее подобные РЛС широко применяют при картографировании Земли, а также используют при исследовании других планет.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
