Сосулин Ю.Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации (1992) (1151790), страница 48

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 48)

Рассматриваемые количественные меры разрешающей способности, определяемые шириной главного пика тела неопределенности, характеризуют разрешающую способность при согласованной фильтрации сигналов, имеющих приблизительно одинаковую интенсивность. Если же принимаемые сигналы существенно различаются по интенсивности, то слабый сигнал может быть замаскирован боковыми лепестками («остатками») тела неопределенности сильного сигнала. Чтобы повысить разрешающую способность в данном случае, нужно снижать уровень боковых лепестков.

Для этого применяют корректирующие (не согласованные) фильтры, характеристики которых подбирают таким образом, чтобы выходной сигнал имел требуемые боковые лепестки. Согласованный с прямоугольным ЛЧМ импульсом фильтр должен иметь АЧХ, близкую к прямоугольной. Если же «сгладить» эту характеристику с помощью корректирующего фильтра, форма АЧХ которого близка к колоколообразной, то боковые лепестки сжатого импульса существенно уменьшаются. Применение несогласованной фильтрации приводит, очевидно, к потерям в отношении сигнал-шум по сравнению со значением 2Е/Уо — максимальным отношением сигнал-шум на выходе согла- 242 сованного фильтра. Кроме того, на выходе корректирующего фильтра расширяется главный пик ЛЧМ сигнала.

Однако эти недостатки окупаются положительным фактором — снижением уровня боковых лепестков выходного сигнала на оси времени (дальности). В качестве корректирующих могут быть использованы фильтры, АЧХ которых описываются функциями ~ К(1в) ~ =р+ (1— — р)созч(пв/Ам), р(1, где р и д имеют различные значения. Наименьший уровень боковых лепестков для этого класса функций при 4=2 обеспечивается при р=0,88 (фильтр Хэмминга). Если при согласованной фильтрации ЛЧМ импульса уровень максимального бокового лепестка относительно главного составляет — 13,2 дБ, то прн использовании фильтра Хэмминга данный уровень равен — 42,8 дБ.

При этом главный максимум расширяется примерно в 1,5 раза, а потери в отношении сигнал-шум составляют 1,34 дБ. Существуют и другие способы подавления боковых лепестков выходного сигнала. Они сводятся к специальному подбору закона частотной модуляции, отличного от линейного, или же формы огибающей зондирующего импульса. Фазоманипулированные сигналы. Помимо частотной модуляции для расширения спектра сигналов с целью повышения разрешающей способности по дальности можно использовать фазовую (фазокодовую) манипуляцию.

Фазоманипулированный (ФМ) сигнал представляет собой последовательность примыкающих друг к другу простых импульсов одинаковой формы длительностью тз (дискретов), начальные фазы высокочастотного заполнения которых могут принимать заданные дискретные значения. Если число возможных значений начальной фазы р)2, то манипуляция является многофазной; при р=2 имеем бинарную фазовую манипуляцию.

Фазоманипулированный сигнал может быть импульсным и непрерывным. Если т„— длительность ФМ сигнала, то число днскретов й(=т~1то Обычно дискреты ФМ сигнала имеют близкую к прямоугольной форму и одинаковую амплитуду и чаще всего используется бинарная фазовая манипуляция со значениями начальной фазы 0 н и. В этом случае последовательность значений начальной фазы высокочастотного заполнения днскретов (уь 1= 1, ..., г() можно определить последовательностью чисел (аь 1= 1, ..., У), принимающих значения 0 или 1.

Если ~р;=О, то а~=0; при ~р~=п а~=1. Положив амплитуду ФМ сигнала равной единице, его комплексную огибающую представим в виде У Я(1) = ""„и(1 — (1 — 1)т,)ехр()па~), 1=! 243 где 1, О<1 =т„ (~)- ( О в остальных случаях — единичный импульс. Так как 1, а! — -О, ехр(1 па!) = ~ 1 — 1, а; = 1, то (6.62) о! и А(1)- ~,З( — 1) оа(( — (! — 1)то) = ~',д!а(1 — (! — 1)то), о=! о=! где до= ( — 1)оо=.!-1.

Из представления ФМ сигнала в виде (62) ясно, что его свойства определяются свойствами последовательности (д!). В частности, автокорреляционная функция ФМ сигнала (функция рассогласования по времени запаздывания) определяется автокорреляционной функцией данной последовательности. При этом синтез ФМ сигнала сводится к выбору такой последовательности (д!) (кода), автокорреляционная функция которой обладает нужными свойствами, в частности наименьшим уровнем боковых лепестков.

К настоящему времени найден ряд кодов, которые можно использовать при манипуляции фазы импульсных и непрерывных радиолокационных сигналов. Особое место среди них занимают коды Баркера. Построенные на их основе импульсные ФМ сигналы имеют при заданном числе дискретов !о' минимально возможный уровень боковых лепестков, не превышающий 1/У. Коды Баркера получены для У=3,4, 5,7, 11, 13.

На рис. 6.13,а в качестве примера показан ФМ импульс, а на рис. 6.13,б — его условное изображение; манипуляция фазы осуществлена в соответствии с семипозиционным (!о'=7) кодом Баркера (+1 +1 +1 — 1 — 1 +1 — 1). Как и ЛЧМ импульс, ФМ сигнал сжимается с помощью согласованного фильтра (рис.

6.13,г). Он состоит из линии задержки с отводами, фазоинверторов, сумматора и фильтра Ф, согласованного с высокочастотным дискретом длительностью то. Заметим, что фазоинверторы, сдвигающие фазу колебаний на я, можно и не вводить, но тогда соответствующие отводы линии задержки нужно сместить на половину длины волны высокочастотного колебания. Процесс оптимальной фильтрации ФМ сигнала, в результате которой сигнал сжимается, поясняется рис. 6.14,а и б. На рис. 6.14,а условно изображены импульсы, поступающие с отводов ли- 244 г) Рис. 6.13. Фаэоманипулированный импульс (а, б), условное иэображение импульсной характеристики со гласоваиного фильтра (а) и его структурная схема (г) Рис.

б 14. Диаграммы, поясняющие сжатие ФМ импульса нии задержки на сумматор (см. рис. 6.13,г); некоторые из них (1, 3, 4) прошли через фазоинверторы и поэтому изменили знаки своих дискретов на противоположные. Результат суммирования показан на рис. 6.14,б, а на рис. 6.14,в приведено сечение тела неопределенности ФМ импульса плоскостью 1=0, иначе говоря, огибающая сигнала на выходе фильтра Ф при отсутствии расстройки по частоте. Коэффициент сжатия ФМ импульса К, =т,„/т, „=т„)то равен числу дискретов 7гг; в рассматриваемом примере К, =7.

Разрешающая способность по времени запаздывания при нулевой расстройке по частоте определяется длительностью дискрета ля =хо (6. 63)' т. е. по сравнению с простым импульсом длительностью т, возросла в Л" раз. Разрешающая способность по частоте по-прежнему обусловлена длительностью импульса (см. (60), т=О). 245' Периодически повторяющийся код Баркера можно использовать для фазовой манипуляции непрерывного сигнала.

В этом случае тело неопределенности имеет многопиковый характер. Период повторения пиков по оси т равен Уто, а диапазон однозначного измерения дальности определяется величиной сй(то/2. Как ясно из предыдущего, для получения больших коэффициентов сжатия, а также для увеличения диапазона однозначного измерения дальности (при непрерывном сигнале) необходимо использовать ФМ сигналы с большим числом дискретов й(. Однако кодов Баркера при Ж>13 не существует.

Это ограничение отсутствует для кодов типа М-последовательностей, строящихся на основе линейных рекурреитных двоичных последовательностей и получивших широкое распространение на практике. Линейная рекуррентная двоичная последовательность (а;) задается совокупностью аь ..., ап одноразрядных двоичных чисел ,(О или 1) с помощью рекуррентного соотношения а; =Ь,а; 1+Ьаа~ я+ ... +Ьнаа „(=в+1, л+2,..., (6 64) -где Ь„..., ܄— одноразрядные двоичные числа.

Соотношение (64) определяет бесконечную последовательность нулей и единиц (аь 1= 1, 2, ...), которая после некоторого 1 на. чинает повторяться, так как число и, называемое «памятью» последовательности, конечно. Максимальный период повторения ЬУ двоичной последовательности (ас) обусловлен числом возможных различных состояний начальной последовательности аь ..., а„, равным 2", из которого должно быть исключено одно (нулевое) состояние'. Таким образом, максимальный период повторения ф — 2я Линейные рекуррентные двоичные последовательности максимального периода называют М-последовательностями.

Максимальный период последовательности обеспечивается при заданном л определенным набором коэффициентов Ьь ..., Ь в формуле (64). Например, при в=5 максимальный период будет при Ь1 — — Ья-— =Ьа=1, Ьа=О, Ьь=1. М-последовательности обладают рядом важных свойств, в частности свойством «случайности», которое проявляется в следующем. Если из одного периода М-последовательности выбрать все возможные отрезки по и членов в каждом, то среди них не окажется одинаковых. Кроме того, в каждом периоде последовательности число единиц отличается от числа нулей не более чем на 1, что свидетельствует о «равновероятности» их появления. Поэтому М-последовательность называют также псевдослучайной. ч Начальная последовательность не может быть нулевой; в противном слу«ае вся последовательность (а,) будет также состоять иа одних нулей. ж46 В результате манипулированные по фазе с помощью М-последовательности сигналы по своим свойствам приближаются к шумоподобным, параметры которых модулируются по случайному закону.

Характеристики

Список файлов книги