Сосулин Ю.Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации (1992) (1151790), страница 47
Текст из файла (страница 47)
Принцип неопределенности, однако, не означает, что вообще нельзя выбрать сигнал, при котором совместное разрешение по дальности и по скорости, хотя бы в некотором диапазоне их изменения, было бы достаточно высоким. Подобрав модуляцию сигнала, т. е. функции А(() и ф((), можно перераспределить тело неопределенности на плоскости т, (, например так, чтобы в некотором диапазоне изменения времени запаздывания и частоты разрешающие способности па дальности и по скорости удовлетворяли задан- 236 Рис. 6.9.
Вертикальные (а, б) и го- ризонтальное (в) сечения тела неоп- ределенности когерентной пачки ра- диоимпульсои ным требованиям. Один из таких сигналов рассматривается да- лее. Когерентная пачка радиоимпульсов. Рассмотрим когерентную пачку прямоугольных радиоимпульсов с постоянной частотой за- полнения; огибающую пачку также полагаем прямоугольной: (6.49) (О, (( — (Т,()т„!2, где Т„ — период повторения импульсов длительности т„; М вЂ” чи- сло импульсов в пачке. Функцию рассогласования р(т, 7) пачки радиоимпульсов мож- но получить, подставив (49) в формулу (4.87). На рис. 6.9,а,б по- казаны сечения тела неопределенности (р(т, )) ( когерентной пач- ки радиоимпульсов вертикальными плоскостями ()=0 и т=0), а на рис.
6.9,в — диаграмма неопределенности. Из этих рисунков видно, что тело неопределенности пачки радиоимпульсов состоит из множества повторяющихся пиков, высота которых убывает от начала координат. Разрешающие способности по дальности Лв и по радиальной скорости Лгн, определяемые параметрами наиболь- шего пика и соотношениями (42), Лн = ст„)2, Л„ж 0,6 Л~МТ„. (6.50) Из сопоставления этих выражений с формулами (46) видно, что по сравнению с одиночным импульсом разрешающая способ- 237 ность по дальности осталась прежней, а разрешающая способность по радиальной скорости увеличилась.
Последняя определяется не длительностью одиночного импульса т, (см. (46)), а длительностью пачки т„тМТ,. Зто позволяет при достаточно коротких импульсах и длинной пачке обеспечить высокую разрешающую способность как по дальности, так и по скорости. Следует, однако, иметь в виду, что многопиковый характер тела неопределенности приводит, вообще говоря, к неоднозначности измерения дальности и радиальной скорости. Но если период Т.
и частоту Ра= 1/Т„ повторения импульсов можно выбрать так, чтобы Т )т,, Р )2~„ (6.51) ГДЕ ттах И 1дтах МаКСИМаЛЬНЫЕ ЗНаЧЕНИЯ ВРЕМЕНИ ЗанаЗДЫВаНИЯ и доплеровского смещения частоты, определяемые максимальными дальностью и радиальной скоростью объекта, то дальность и скорость измеряются однозначно. 6.4. ОБРАБОТКА СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ Простые и сложные сигналы. Как было показано в $ 4.2, для увеличения потенциальной точности измерения дальности нужно использовать сигналы с широким спектром. Напомним, что ширина спектра радиоимпульса с постоянной частотой заполнения обратно пропорциональна его длительности.
Аналогично для повышения разрешающей способности по дальности необходимо укорачивать зондирующий импульс (см. (46)), иначе говоря, расширять его спектр. Однако при ограничении пиковой мощности импульса уменьшение его длительности ведет к уменьшению излучаемой энергии и, следовательно, к снижению дальности действия РЛС. Зто противоречие можно устранить, если расширять спектр зондирующего сигнала не за счет его укорочения, а за счет введения внутриимпульсной фазовой или частотной модуляции, т. е. если перейти к сложным сигналам. Для сложных сигналов произведение ширины спектра А1 на длительность А(, т. е. база сигнала В, значительно больше единицы: В = А ) А 1>) 1.
(6.52) Для простых сигналов А 1 А( 1. (6.53) В частности, прямоугольный радиоимпульс с постоянной частотой заполнения относится к классу простых сигналов, так как для него А)ж1/т„Ы=т„и, следовательно, выполняется условие (53). Рассмотрим основные виды сложных сигналов, их обработку и достигаемую при этом разрешающую способность. 238 ~р (() = 2п (7 (т) Нс = 2н 1е (+ — (а патд о ти Для прямоугольного ЛЧМ импульса (рис. 6,10,а) комплексная огибающая А (() = ) ехр () и Л 1а Р1тн), ) (1 ~( ти(2, (6.55) (0, )() ) т„/2. Подставляя (55) в соотношение (4.87), получаем (' ~ а1П 1и Ч+ а Ь (т/тн)) (тн - ) т! 1 !Р(т,~)~=( ~ я(у+ар„(тут„))т„~' "' (656) 1, ! !(~„, ( 0, ~т!>т„.
а) Рис. 6.10. Линейно-частотно-модулированный импульс (а) и импульсная характеристика согласованного фильтра (б) Рис. 6.11. Вертикальное (а) и гори- зонтальное (б) сечения тела неопре- деленности ЛЧМ импульса Радиоимпульс с линейной частотной модуляцией. В радиолокации часто применяют линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ) импульсные сигналы, несущая частота которых Ю = ат + (Ь ета|т ) (, 0 ~~ ( Н, (6.54) где ~о — начальное значение частоты; фо — девиация частоты,", т,— длительность импульса. Линейному закону изменения частоты (54) соответствует квадратичный закон изменения фазы ЛЧМ сигнала: Эта функция описывает рельеф тела неопределенности прямоугольного ЛЧМ импульса, сечение которого вертикальной плоскостью /=О (рис.
6.11,а, сплошная линия) представляет собой огибающую ЛЧМ импульса на выходе согласованного фильтра при отсутствии расстройки по частоте. На рис. 6.11,а для сравнения штриховой линией показана огибающая прямоугольного радиоимпульса с постоянной частотой заполнения и длительностью т„на выходе своего согласованного фильтра (см. рис. 6.7,а при /=0). Как ясно из рис. 6.1,а, при прохождении ЛЧМ импульса через согласованный фильтр происходит его сжатие во времени.
Если на входе фильтра импульс имел длительность т,=т„то на вы- ХОДЕ тв х=1,2/Ст/д (ОтСЧЕт ПО урОВНЮ 0,5). СЛЕдОВатЕЛЬНО, КОЭффнциент сжатия Ксж = твх/твых = та 11/д/1,2 (6.57) Заметим, что при отсчете длительности импульса на уровне 0,64 т, х=1/б/д И КОЭффИцИЕНт СжатИя ПО ЭтОМу урОВНЮ Ксж ти св/д. Коэффициент сжатия, как видим, прямо пропорционален девиации частоты. Длительность импульса и девиацию частоты можно задавать независимо друг от друга, при этом коэффициент сжатия может быть довольно значительным. Так как Л/д--Л/, где б/ — ширина спектра ЛЧМ импульса, то коэффициент сжатия (58) определяется базой сигнала*: К, тВ.
Таким образом, сложный сигнал с помощью согласованного фильтра может быть сжат по длительности на значение, равное базе сигнала. Сжатие ЛЧМ сигнала, происходящее в согласованном фильтре, можно пояснить физически следующим образом. Для ЛЧМ сигнала, показанного на рис. 6.10,а, импульсная характеристика согласованного фильтра изображена на рис. 6ЛО,б.
Напомним, что импульсная характеристика — отклик фильтра на воздействие в виде дельта-функции. И, как ясно из рис. 6.10,б, на выходе согласованного фильтра вначале появляются составляющие более высокой частоты, а затем более низкой, т. е. первые задерживаются в фильтре в меньшей степени, чем вторые.
Нижние частоты ЛЧМ импульса поступают на вход согласованного фильтра раньше (см. рис. 6.10,а), но задерживаются они в большей степени; высшие частоты действуют позже, но задерживаются меньше. В результате группы различных частот совмещаются и происходит укорочение импульса. в Это оказывается справедливым и для других сложных сигналов. 240 Рис.
6.12. Структурная схема фильт- ра сжатия ЛЧМ импульса Согласованный фильтр может быть реализован с помощью дисперсионной линии задержки, у которой время запаздывания для различных спектральных составляющих сигнала различно (задержка зависит от частоты). На практике широко применяют дисперсионную ультразвуковую линию задержки (УЛЗ), выполненную в виде ленты или цилиндрического провода из материала, проводящего ультразвук, с пьезопреобразователями на концах.
Согласованный фильтр для ЛЧМ импульса можно также построить и на недисперсионной линии задержки с неравномерно распределенными отводами (рис. 6.12). Общее время задержки определяется длительностью импульса, а отводы располагаются так, чтобы обеспечить требуемую импульсную характеристику фильтра (рис.
6.10,б). Полоса пропускания полосового фильтра Ф определяется девиацией частоты АГд. Широкое использование УЛЗ (как дисперсионных, так и недисперсионных) при реализации фильтров сжатия ЛЧМ сигналов обусловлено тем, что они обеспечивают большую задержку на единицу длины звукопровода из-за относительно малой скорости распространения акустических волн (составляет примерно 10 ' от скорости распространения электромагнитных волн).
Существуют различные типы УЛЗ, в частности на объемных акустических волнах, распространяющихся по всему сечению звукопровода, и на поверхностных акустических волнах, распространяющихся только в поверхностном слое (глубиной порядка длины волны) 110]. Как ясно из рис. 6.11,а и формулы (57), при 7=0 разрешающая способность по времени запаздывания Пт = 1,21Л )д = тя111сж. (6.59) По сравнению с простым радиоимпульсом (ср.
с (45)) разрешающая способность возросла в К, раз. Что касается разрешающей способности по частоте, то она, как следует из (56), при т=0 осталась прежней (как у простого импульса) ду = 1 21ти. (6.60) Нужно, однако, иметь в виду, что формулы (59) и (60) определяют разрешающие способности по соответствующему параметру при нулевой расстройке (относительно опорного сигнала) по другому параметру. Иначе говоря, формула (59) дает разрешающую 241 способность по времени запаздывания (дальности) при известном значении частоты (скорости), а формула (60) — разрешающую способность по частоте при известном значении времени запаздывания.
Если же дальность и радиальная скорость объектов неизвестны и требуется разрешать их одновременно по обеим координатам, то ситуация усложняется. Обратимся к диаграмме неопределенности ЛЧМ импульса (рис. 6.11,б). Совместное разрешение сигналов по времени запаздывания и частоте возможно, если их параметры лежат вне заштрихованной области.
При этом разрешающие способности по т и 1 в наихудшем случае будут обусловлены длиной отрезков между проекциями экстремальных точек диаграммы неопределенности на соответствующие оси: А« = ти Ат = А ~д = (1,2!ти) Киу. (6.61) Таким образом, совместное разрешение ЛЧМ импульсов по времени запаздывания и частоте осуществить значительно сложнее, чем разрешение тех же импульсов по одному из параметров (при известном значении другого параметра), так как разрешающие способности в рассматриваемом случае ухудшились в К, раз (ср. (61) с (59) н (60)). Заметим, однако, что разрешающая способность по времени запаздывания может и не ухудшиться, если в процессе приема сигналов измерить с достаточной точностью радиальную скорость объекта, например по приращению запаздывания между отраженными импульсами.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
