Финк М. Теория передачи дискретных сообщений (1970) (1151862), страница 50
Текст из файла (страница 50)
4.21 показана квадратурная схема приема двоичных сигналов ОФТ, по существу ничем не отличающаяся от общей схемы для систем с активной паузой (рис. 4.2). Местные (опорные) генераторы генерируют напряжения, пропорциональные в1(1) и яа(1), т. е. непрерывную синусоиду (яа(1)) и синусоиду, у которой с периодом Т фаза изменяется на 180'. Начальные фазы произвольны. Интеграторы осуществляют текущее интегрирование в пределах от 1 — 2Т до 1 и могут быть выполнеаы в соответствии с рис. 3.4. Как видно из схемы, в ее ветвях в конечном счете образуются напряжения, про- 2 порциональные $', и К,, которые сравниваются между собой 'в вычитааощем устройстве. Решение принимается в соответствии со знаком напряжения на выходе вычитающего устройства в момент отсчета.
Техническое осуществление такой схемы можно несколько упростить, заменив два опорных генератора одним, генерирующим непрерывную синусоиду. Обратившись к правилу (4.101), видим, что его левую часть можно переписать в такой форме: с а т а 1* и -ю~(*пп- мл~ + -т а а т а +(1 "и е-~н-(*и ама~. -т 4 Раскрыв скобки, легко привести правило (4.!О1) к следующему виду: Х.Л,+у.у.>0, (4. 101а) где Л = — ) з'(г)асозаа1пт'; -т 2РР У', ==: ) «'(1)пэ1псеИг; -г 1'а — — ~ и'(11аяпейД. е 300 Величины Х„, Хм У, и Уа могут быть получены путем интегрирования на интервале длительностью Т, как показано на рис. 4.22.
В момент 1=-Т величины Хь и Уа снимаются непосредственно с интеграторов, а Х, и Уев Рис. 4.22. Корреаиииопиый 'прием сигиааои Очгт. с выхода линии задержки на время 'Т. Выходное напряжение схемы рис, 4.22 пропорционально левой части неравенства (4.10!а), и решение принимается в соответствии со знаком этого напряжения.
Принципы схемы рис. 4.22 были впервые предложены Л. М. Раховнчем и использованы в системе МС-1 (21). Отличие заключает- Рас. 4.23. Схема приема сигиааоа ОФТ с согласоааииы- ии фиаьтрагпс ся лишь в замене косииусопдального напряжения прямоугольным, что позволило ценой незначительного свиженпя помехоустойчивости применить элементы дискретной техники и осуществить весьма компактную аппаратуру. Вместо линий задержки в системе МС-! использованы аналоговые запоминающие устройства.
Другой возможный вариант построения решающей схемы показан на рис. 4.23. Ои основан на применении согласованных фильтров и полностью совпадает со схемой рпс. 4.3, если учесть, что рассматриваемая система является двоичной с активной паузой. Фильтр СФ, согласован с сигналом з~(1) и имеет импульсную реакцию (с точностью до постоянного коэффициента и произволь. ной начальной фазы) Ч,(1) =-= ( - ' (4.103а) 0 (1-0, 1>2Т), а фильтр СФ„согласованный с сигналом гг(1), имеет импульсную реакцию ссвге1, (О ' 1е Т) Ча (1) = — — соз ыг, (Т (1 ~ 2Т), (4 103б) О, (1~0,1)2Т), Совремеаная техника синтеза линейных цепей позволяет относительно простыми средствами построить фильтры, достаточно хорошо аппроксимирующие (4.103); тем не менее схема рис. 4.23, насколько нам известно, на пракг'ике не применялась.
Схема рис. 4.24 находится примерно в таком же отношении к схеме рнс. 4.23, как рис. 4.22 к рис. 4.21. Здесь используется один фильтр, согласонанный с отрезком синусоиды длительностью Т. Если в момент 1= — Т на вход этого фильтра подан принимаемый сигнал г'(1), то, рассуждая так же, как при выводе формул (4.33) — (4.36), находим, что к моменту 1=0 напряжение на выходе фильтра с точиостькг до постоянного коэффициеьпа будет равно е(1)г о=-Х созыг-(- У з(п 1 (4104) В момент 1-.=Т на выходе того же фзльтра получим ай)г г=-..Хасозы1+Уаз(пыд (4.103) 301 () (саны!(с ! т) 1а (г сс т) В этот же момент напряжение (4.104) будет присутствовать на выходе линии задержки Т. Сложив и вычтя напряжения (4.104) и (4.105), как показано на рис.
4.24, получим два напрязкения, огибающие которых, как легко видеть, будут равны Г, и Рт. Эти огибающие выделяются детекторами н сравниваются в вычитающем устройстве, Рис. 4.24. Лвтакарреляциопныйз приск сигналов ОФТ (схема сравне- ния фаз). Часть схемы рис. 4.24, обведенная пунктирам, называется обычна фазовым детектором. Еслн иа его вход подать два синусоидальных напряжения одинаковой частозы, то, как легко убедиться, выходное напряжение будет функцией их разности фаз гр. В частности, если детекторы квадратичные, то оно пропорционально соз ф. Фазовый детектор„изображенный иа рис. 4.24, можно заменить' перемножением напрюкеиий (4я04) и (4.105) с последующим интегратором.
В такой схеме, так же как и в схеме рис. 4.24, выходное напряжение будет положительным, если разность фаз (4.1041 и (4Л 05) меныпе 180', т. е. если 1'а Уь асс!я —. — агс!я — «, г.. Л'ь Легко убедиться, что зто неравенство эквивалентно (4,!01а). Схему рис. 4.24 называют схемой сравнения фаз (20] или антокорреляционной схемой. Иногда эти же названия применяют к схеме, отличающейся от рис. 4.24 заменой согласованного фильтра на несогласованный (например, П-образный) фильтр.
В таком варианте схема уже не будет оптимальной. Если' полоса пропускания этого фильтра достаточно широка для того. чтобы можно было пренебречь переходными процессами, то вероятность ошибки определяется очень просто, поскольку она сводится к вычислению вероятности повышения ве- 302 личины с обобщенным релеевским распределением вероятностей другой величиной с обычным релеевским распределением и оказывается равной Ю (4.10б) где ()я — отношение мощности сигнала к мощности помехи на выходе фильтра. При учете переходных процессов в фильтре выражение (4.!06) нуждается в поправках, учитывающих, вопервых, понижение мощности сигнала и, во-вторых, корреляцию между реализациями шума на входе и выходе Рис. 4.25.
Схема автокорреляцноипого пряеяа с коммутируемыми фильтрами. линии задержки. Последнее явление приводит к нарушению симметрии системы, поскольку при положительной корреляции шума вероятность ошибки при передаче символа «1» оказывается меньше, чем при передаче символа «О», а при отрицательной корреляции наоборот. Схема сравнения фаз с несогласованным фильтрам на выходе може~ быть улучшена добавлением интегратора (или фильтра) на выходе (после фазового дефектора). Оценку вероятности ошибок в этом случае можно провести так же, как это было сделано для аналогичной схемы приема сигналов ЧТ.
стг на по ко ю. ст Согласованный фильт и лл " ф тр и линию задержки на рис. 4.2 о заменить парой комм ти емы колебательных ур окой добротности, снабженконтуоов высоко стройством для гашения ко т . колебаний, как показано — приходягций сигнал подает- момент 1= — Т п ф , р " редварительпо приведен -й фильтр, кото ый п и начальным сл в у .
опиям путем гашения колебамоменту 1=0 на этом фильтре установятся коле- После снятия отсчета колебания в 1-и фильтре гасгыся и к его входу подключаегся сигнал, а 2-й фильтр отключается от входного сигнала и начинает выполнять функции линии задержки и т. д. Такая схема нашла довольно широкое применение. В частности, на описанных принципах построен приемник американской системы «КинеплекСН (22).
Более подробные данные о построении решающих схем при ОФТ можно найти в специальных монографиях, посвященных этому виду манипуляции [21, 23). Зависимость вероятности ошибки от йа при оптимальном когерентном и некогорентном приемах сигналов двоичной ОФТ изображена на рис. 4.26. гй е деон«ной снсгеям ОФТ""- бания, выражаемые формулой (4.104) '".
В этот и -м ф - . р этом не гасятся и о момента отсчета 1=Т в виде (4.104). зто время 1-й фильтр выполняет р, о и ту же роль, что и колебания пост:и ф ре установятся колебания вида (4.105).Об ступают на фазовый детектор (ФД), вы а эти пенный так же как на рис. 4.24 либо в ви еч инте рат р 3 р '. ия на выходе фазоо ом. нак нап яжен ора удет положительным, условие (4.101), ьным, если выполнено Р , что и позволяе т принять оптимальное ' н~ тур не ниеет потерь. Лпя реального кнк прногн конные 304 Сдваивание ошибок при двоичной ОФТ ) гг (1-(,п +Р +'") 20 †24 Как уже отлгечалось, при когерентнам приеме сигналов ОФТ всякий раз, когда помеха изменит полярность одного отсчета на выходе интегратора, решающая схема ошибается дважды подряд.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
