Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151796), страница 26
Текст из файла (страница 26)
3.44, в). Выбирая квадратичный закон изменения т(/) = = с/а — Лт/2 и полагая, что для интересующих нас членов ряда тЛт (( Т, представим импульсную характеристику в виде суммы о (/) = — ! + 2 „соз — (1 — "Р) Ат ! ~ 2пит 6 зак 1яов 145 Прео5разоВа тели ЗВул.жроВогУ Рис. 3.44. Принцип формирования ЧМ импульсной ха- рактеристики на недиспергирующих линиях: а — схема формнровання; б — импульсная харак»ернстнна; « — ее «гармонная»; а в реализация схемы на клиновом звуконроводе !46 в которой к а жд а я «г а р м о н и к а» я в л я етс я ч а ст отно-модулированным колебан.нем с линейно измен я ющейся мгновенной частотой: /„, (/) = — — ~ — (1 — сР)~ = — (1 — 2 с1).
1 П ~2пгл 1 т 2кЖ~ Т Т В пределах — т„/2 ( ~ (т„/2 эти «гармоники» изменяют свою частоту на величину Если спектр первой (или второй) «гармоники» практически не перекрывается с остальными, то эту «гармонику» м о ж н о в ы д елить полосовым фильтром, т. е. импульсная характеристика схемы в целом будет описываться одним линейно-модулированным по частоте импульсным колебанием.
На рис. 3.44, г изображена еще одна реализация фильтра сжатия с дискретными съемами, также позволяющая получать импульсную характеристику в виде частотно-модулированного радиоимпульса. В клиновом звукопроводе фильтра возбуждается плоский фронт волны, а съем производится в неравномерно распределенных точках с тем, чтобы получить нужную импульсную характеристику. При использовании сапфира в качестве звуко- провода и пьезопреобразователей из СдБ удается получить полосы порядка сотен мегагерц. Наряду с дискретным возможен распределенный съем с линии задержки, позволяющий получить нужную импульсную характеристику без дополнительной фильтрации.
Интересным н о в и м направлением построения широкополосных оптимальных фильтров является использование дисперсионных явлений на сверхвысоких частотах в так называемых магнитоупругих линиях задержки на базе кристаллов железо-иттриевого граната (ЖИГ).
В этих кристаллах могут распространяться акустические и спиновые волны (волны намагничивания). Последние имеют наименьшую групповую скорость (10 — 100 м/сек), зависящую от величины приложенного постоянного продольного магнитного поля и частоты распространяющихся колебаний. От этих же факторов зависит положение участков линии задержки, в которых возможны переходы энергии акустической в энергию спиновой волны и обратно. За счет использования указанных свойств можно создать компактные линии задержки с линейной дисперсионной характеристикой в очень широком диапазоне частот (порядка сотен мегагерц), работающие на сверхвысоких частотах. Возбуждение волн возможно за счет пьезоэлектрического эффекта либо непосредственного перехода энергии электромагнитной в энергию спиновой волны.
б* [47 $3.16. Принципы корреляционно-фильтровой обработки когерентных сигналов В каждом из вариантов оптимальной обработки при обнаружении когерентных радиосигналов встречается вычисление корреляционных интегралов или их модульных значений: г (а) = ~ х (1, а) у (1) Ж, 2(а) =— 2 В ~ 3.7, 3.8 было рассмотрено вычисление этих величин путем непосредственного умножения и интегрирования с помощью коррелятора, В ~ 3.9 — 3.15 имелось в виду их получение в виде амплитуды напряжения или самого напряжения в некоторый определенный момент времени на выходе линейного оптимального фильтра.
Возможен также комбинированный способ вычисления, при котором используется как непосредственное перемножение напряжений, так и фильтрация полученного при этом колебания. Приемник, построенный по такому принципу, условимся называть корреля1(ионнофильтровым. Различные виды корреляционно-фильтровой обработки имеют разную степень сложности. Как и в ~ 3.11, 3.12, начнем с простейшего случая обнаружения когерентной пачки радиоимпульсов, но без использования линии задержки с отводами, рассчитанной на большую задержку.
Ожидаемую пачку радиоимпульсов х(1, а) представим как произведение двух колебаний: колебания х,(1, а) в виде неограниченной периодической последовательности видеоимпульсов и высокочастотного колебания х2(1, а) частоты ~„модулированного огибающей пачки. Как видно из эпюр рис. 3.45, а, при перемножении функций х,(~, а) и хф, а) действительно получается ожидаемоеколебание х(1, а). Далее считаем х, (1,а) = х, (1 — а).
Тогда операции взятия корреляционного интеграла е(а)= ~ х~(1, а)х2(1,а)у(1)Й можно свести к следующим (рис. 3.46, и). Принимаемое колебание у(1) стробируется с помощью периодической последовательности видеоимпульсов, временное положение которых соответствует принимаемой пачке. При этом получается колебание у,(1) = у(1)хф, а). Стробирование практически осуществимо лишь для фиксированных значений времени запаздывания, что ограничивает возможности корреляционно-фильтровой схемы по сравнению с фильтровой. 148 $ 3.!8 Рис, 3.45. Представление когерентной последовательности импульсов в виде произведения двух функций (а) и напряжения иа входе и выходе фильтра в схеме рис, 3.46, а(б) Бт ~м я(о~! для с=с~+Йн .Рис.
3.46. Схемы корреляциоиио-фильтровой обработки: а — простейшая схема без преселентора; о — обобщенная схема су- пергетероднпного прнема $3 $6 Последующие операции умножения у,(1) на хф, а) = х2(1 — а) и интегрирования осуществляются фильтром с импульсной характеристикой о(~) = х2(г, — ~) (рис. 3.46, а). Простым приближением к такому фильтру является узкополосный контур, полоса которого обратно пропорциональна длительности пачки. Импульсы сигнала, растягиваясь в контуре, накладываются и когерентно суммируются (эпюры рис.
3.45, б), а предварительное стробирование помогает избежать при этом излишнего накопления шумов в моменты отсутствия сигнала. Интегрирование может производиться не только на высокой, но и на п р о м е ж у т о ч н о й частоте. На рис. 3.46, б показана обобщенная схема сдпергепгероданного проема, пригодная, в частности, и для когерентного интегрирования пачки на промежуточной часстоте. На этой схеме принятые колебания поступают в преселектор с импульсной характеристикой о,(~), а оттуда — на умножитель, выполняющий функции смесителя, на который подаются гетеродинные колебания х,(1, и) = Хф, и~соз((2я~, 1+ ср,(1, а)). Выход умножителя подключен к оптимальному фильтру (усилителю промежуточной частоты ~,) с импульсной характеристикой о(1) = = х,(1, — 1), где х2(1) = Л,(~) сов (2л~, 1 + ср,(1)), Напряжение на выходе преселектора определяется при этом интегралом свертки у (1) ~ у(з)о (1 з)сЬ на вы ходе смесителя — произведен нем у,(Г) =у, (Г) х, И, а).
а на выходе УПЧ в некоторый момент 1 = а+ 1,— интегралом свертки г (а) = ~ у, (б) о (а+ 1, — д) сИ = ~ у.,(д) х,(д — а) еИ. Совокупность выполняемых операций эквивалентна вычислению корреляционного интеграла 40 т. е. частота, амплитудный множитель и закон изменения начальной фазы сигнала, для которого обобщенная супергетеродинная схема является оптимальной, определяются соотношениями: ~О ~~ + ~2~ Х (ф, а) = Х, (1, а) Х, (1, а), (4) ср(1, а) =ср, (1, а)+ ср,,(~, а). Отсюда, задаваясь, например, параметрами сигнала и законом модуляции гетеродина, можно найти параметры колебания, с которым должен быть согласован оптимальный фильтр промежуточной частоты: ~2 ~0 ~1~ Х (1 а) = Х (1, а)/Х, '1, а), ~р, (1, а) = ~р (1, а) — ~р, (1, а).
(5) Сказанное проиллюстрируем примерами. Е с л и к о л е б ания гетеродина немодулированы,т.е.Х1(1,а) = = 1, ~,(1, а) =- О, то Х;(1, а) = Х(1, а), ~2(1, а) = ~р(1, а), т. е. импульсная характеристика фильтра должна быть зер к аль ной по отно шеи и ю к колебаниюю сиги ала п ромежуточной частоты. 1 злз !5! в котором х(з,а) играет роль ожидаемого сигнала, оптимально обрабатываемого схемой рис. 3.4б. Заменяя з на 1, имеем х(~,а)= ~ о„(д — 1)х,(б,а)х (б,а)дд. (2) Выражение (2) может быть существенно упрощено при следующих предположения х: 1) Колебания х,,(1, а) имеют несущие частоты ~~ ~, амплитудные множители Х1 2(Г, а) и аргументы ~~ 2(~, а), такие, что спектры на суммарной и разностной частотах (~, ~ Я, получающиеся в результате перемножения функций х1, ~(1, а), не перекрываются.
Это значит, что образуются неперекрывающиеся каналы приема на указанных частотах, один из которых ~, + ~2 — — ~„считается далее основным, а второй ~, — ~, = ~з — зеркальным. 2) Избирательность преселектора достаточно высока, чтобы подавить зеркальный канал приемо, а его полоса пропускания достаточно широка, чтобы не внести искажений в основной канал . При этих условиях, с точностью до числового множителя, определяемого коэффициентом передачи преселектора, выражение (2) сводится к виду х (1, а) = Х, (1, а) Х, (1, а) соз (2л Д, + +/,) 1+ р, (~,а)+~р,(~,а)1, (3) Итак, роль гетеродина в данном случае сводится к простому переносу модуляции принимаемых колебаний на промежуточную частоту.
В другом предельном случае з а к о н м о д у л я ц и и обобшенного гетеродина полностью соответствует закону модуляции ожидаемого сигнала, т. е. х1(Е, а) = х(Е, а), ~1,1(Е, я) = гр(Е, а). Тогда Х2(Е,а) =1,Ч~~(Е,а) =О,т.е.импульсная характеристика фильтра соответствует немодулированному гармоническому колебанию пром е ж у т о ч н о й ч а с т оты, а сам фильтр должен представлять собой узкополосный колебательный контур, постоянная времени которого заметно превышает длительность сигнала.
Последнее легко понять: при гетеродинировании снимается фазовая модуляция и производится дополнительная амплитудная модуляция, повторяющая модуляцию ожидаемого сигнала. Прием оказывается в основном корреляционным, но в отличие от ~ 3.6 интегрирование на нулевой заменяется интегрированием на промежуточной частоте. В частности, для рассмотренных в ~ 3.11, 3.12 сигналов в виде когерентных пачек радиоимпульсов в случае интегрирования на узкополосном контуре промежуточной частоты гетеродинирование должно быть импульсным. Импульсное гетеродинирование может быть сведено к последовательному гетеродинированию немодулированным колебанием и стробированию видеоимпульсами до подачи на узкополосный фильтр.
В этом случае получится обработка по схеме рис. 3.46, а, но с предварительным переводом колебаний на промежуточную частоту. Аналогично, оптимальная обработка фазоман и п у л и ров а н н ого ил и частотно мод улированного колебания может быть сведена к полной демодуляции с помощью фазоманипулир о в а н н о го и л и ч а с тот н о и од у л и р о в а н н о го обобщенного гетеродина и к интегрированию узкополосным контуром. В общем случае гетеродинное напряжение должно вырабатываться в соответствии с ожидаемым запаздыванием а =- Е, Выше были рассмотрены наиболее важные примеры корреляционно-фильтровой обработки, сводящиеся преимущественно к корреляционной или фильтровой на высокой или промежуточной частоте.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
