Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151796), страница 24
Текст из файла (страница 24)
Наряду с увеличением энергетики можно повышать в значительных пределах разреигающую способность по дальности, используя весьма широкополосные сигналы. В связи с практической целесообразностью использования широкополосных сигналов следует более подробно рассмотреть пути расширения спектра, а затем изучить физические процессы при сгкатии в оптимальных фильтрах.
Рис. 3.30. Разрешение при сжатии широкополосных радиоим- пульсов в оптимальном фильтре з 3.13 б/ Рис. 3.31. Фазо-манипулированный радиоимпульс (а) в его условное изображение (б) В качестве средства расширения спектра радиоимпульсов может использоваться фазовая манипулт(ин. Она состоит в том, что импульс длительностью ти разбивается на определенное число и более коротких сомкнутых между собой парциальных радиоимпульсов и в каждый из этих импульсов вводится соответствующий фазовый сдвиг Л~р. Фазовые сдвиги, вводимые в парциальные радиоимпульсы, могут быть кратны (или некратны) одному и тому же фазовому сдвигу, например, 2Ыт, где и — целое число.
При и ) 2 фазовая манипуляция называется многофазной, а при и = 2 противофпзной, так как, по существу, возможны линь два различающихся значения Л~р (О или л), а комплексный множитель С = еаза принимает два значения (1 или — 1). На рис. 3.31 представлен манипулированный по фазе О, л импульс и его условное обозначение, отображающее лишь знаки множителей С, = е'з'га для парциальных элементов импульса (А = О, 1, 2,,). Спектр фазо-манипулированного радиоимпульса можно представить как наложение спектров сдвинутых парциальных импульсов или, с учетом теоремы запаздывания, а — 1 ЫЧ) =Ге(0 Х С„е — ~"'1"О, а=о где дД) соответствует спектру первого из парциальных радиоимпульсов. В случае, когда С~ = 1 для всех й, фазо-манипулированный радиоимпульс переходит в длинный немодулированный радио- импульс.
Модуль суммы соответствует, как и в ч 3.11, выражению вида —.— ', а результирующий амплитудно-частотный спектр з1п и~то становится существенно уже спектра парциального радиоимпульса. На рис. 3.32 пунктиром показаны амплитудно-частотные спектры импульса длительностью та и немодулированного импульса такой же энергии длительностью ти = пт,. Сплошной линией показан амплитудно-частотный спектр при значениях С~, соответствующих коду +++ — + —.
Ширина спектра фазо-манипулировапного $3.13 133 г/птр Рис. 3.32, Амплитудно-частотные спектры радиоимпульсов: фазо-манипулированного (сплошная кривая), парциального длительностью тц и немодулированного длительностью пта (пунктир) б') Рис, 3.33, Частотно манипулированный радиоимпульс (а) и закон изменения частоты (б) в импульсе % ЗЛ3 Умлкс Рис. 3.34, Закон изменения частоты )(1) (а), амплитудно- частотный спектр (сплоьпная линия) и его аппронсимация (пунктир) при линейной частотной модуляции радионмпульса (б) а) импульса длительностью ти имеет при этом тот же порядок, что и ширина спектра парциального импульса длительностью тв.
Другим способом расширения спектра импульса является использование частотной манипуляции. На рис. З.ЗЗ показан составной импульс длительностью т„, полученный путем состыковывания (например, с точностью до фазы) более коротких импульсов длительностью т . Частота колебаний от импульса к импульсу меняется скачком, так что результирующий спектр складывается из взаимно смещенных парциальных спектров. Возможности расширения результирующего спектра при этом увеличиваются. Наряду соступенчатым изменением частоты, как это показано на рис. 3.33, возможно плавное (например, линейное) изменение частоты (рис. 3.34, а).
Радиоимпульс называется при этом частотно-модулированным, в частности линейно частотно-модулированным (ЛЧМ). Амплитудно-частотный спектр такого импульса показан на рис. 3.34, б. Анализ сжатого импульса особенно прост, если амплитудно- частотный спектр аппроксимируется прямоугольником (рис. 3.34, б) высотой д,.и Из формулы 1(11), ~ 3 10) для напряжения на выходе ф пльтра при а = О и 2С у Па = 1 имеем * Выводы сушественно не меняются, если аппроксимация спектра не вводится (см. $ 6.6).
Я 3.13 135 10+Пи|2 вуп ™и (д — Ро) гоо(()=2Сд'о соз2л/И вЂ” (о)4= сов 23т/о (( — (о) ~о ~и~о уе(уи (( — до) Если длительность импульса на входе ти, то длительность на выходе по нулям составляет 2/П„„а по уровню =0,64 составляет 1(Пи, т. е. коэффициент сжатия по этому последнему уровню В зависимости от формы амплитудно-частотного спектра меняется форма сжатого импульса на выходе оптимального фильтра (рис. 3.33У Каи боло поиаааио, оиа имеет отибаюшую вида Х в случае прямоугольного спектра, колокольную огибающую — в огичаюагая согатого рабабуанууалоса ~мнлиту0но- часнуонуный слгкууур ~2 ед /д г1' Рис, 3,35.
Зависимость формы огиоаюшей сжатого импульса от вида его амплитудно-частотного спектра $ 3.13 ф 3.!4. Сжатие простейшего фазо-маиипулироваииого радиоимпульса Рассмотрим фазо-манипулированный радиоимпульс длительностью ти, составленный из парциальных импульсов длительностью та = т„1п (рис. 3.36). В течение каждого промежутка времени т, 'излучаются колебания одинаковой частоты ~„с постоянной начальной фазой, которая может меняться скачком на л при переходе к следующему элементарному импульсу. Оптимальная импульсная характеристика, соответствующая этому сигналу, схематически представлена на рис. 3.36, б.
Чтобы построить оптимальный фильтр с такой характеристикой, можно воспользоваться линией задержки с отводами и общим сумматором, к которому часть отводов подключена через инверсные каскады (рис. 3.37). Выходное папряже- ние сумматора подается на оконечный фил ьтр, который являетсяя оптимальным для элементарного импульса длительностью т, = т„,lп (рис. 3.27). Проследим процесс оптимальной фильтрации импульса (рпс.
3.36) с заданным законом модуляции. На рис. 3.38, а схематически представлены сдвинутые во времени входные радиоимпульсы с учетом наличия инверсных каскадов. Резуль- 5 3.14 Рис. З,Зб. Условное изобратиенне фазо.манипулироаанного радпонмпульса (а) и оптимальной импульс. иой характеристики (б) случае колокольного спектра, ромбовидную огибающую — в случае спектра ! †) . Это уже дает основание судить о различного рода /а!и хха х промежуточных случаях. Так, например, скругление амплитудно- частотного спектра и приближение его от прямоугольного к колокольному должно уменьшить боковые лепестки сжатого импульса (так же, как скругление амплитудного распределения поля в раскрыве антенны уменыцает боковые лепестки диаграммы направленности).
Для фазо-манипулированного импульса, спектр которого близок а!п х (я!и х~а к — на входе оптимального фильтра и к ! — ! на его выходе, х х следует ожидать сжатый импульс ромбовидной формы (хотя отступ- Б!и х 1$!и х~е ление от законов — и ~ — ~ должно привести к известным отх х ступлениям от чистого ромба). В этом можно убедиться, рассматривая более подробно процесс сжатия фазо-мапипулированного радиоимпульса в оптимальном для него фильтре.
Рис. 3.37. Формирование импульсной характеристики, оптимальной для фазо-манипулированного радноимпульса (рис. 3.36) и ги) и) Рнс. 3.38, Процесс оптимальной фильтрации фазо- манипулированного оадиоимпульса !38 тат их суммирования представлен на рис. 3.38, б, а выходное напряжение оптимального фильтра в целом — на рис. 3.38, в. Рассмотренный пример интересен с двух точек зрения. С одной стороны, он показывает возможности синтеза оптимальных фильтров с достаточно сложными импульсными характеристиками.
С другой стороны, он иллюстрирует указанный ранее эффект сжатия импуль~са со сложным законом модуляции при оптимальной обработке. Легкб видеть, что длительность основного выброса выходного сигнала существенно меньше длительности сигнала на входе. Напомним, что в качестве оконечного фильтра схемы (рис. 3.37) можно использовать также полосовой фильтр с оптимальной поло- 1,37 1,37 сой — ' = — 'п. Полосовой фильтр преобразует при этом элемекто ти тарные прямоугольные радиоимпульсы (рис. 3.38, б) в радиоимпульсы, форма огибающей которых несколько отличается от ромбовидной. Хотя обработка в целом будет неоптимальной, проигрыш в энергетическом отношении сигнал/помеха составит всего 1?%.
В отличие от рис. 3.3? полосовой фильтр обычно предшествует линии задержки с отводами и сумматором. ф 3.15. Сжатие частотно-маиипулированиых и частотно- модулированных радиоимпульсов На рис. 3.39 показана схема, позволяющая формировать сигналы и импульсные характеристики в виде частотно-манипулированных радиоимпульсов. Эта схема состоит из линии задержки с подключенными к ее отводам колебательными контурами и сумматора.
При воздействии 6 -функции на вход системы в каждом из контуров последовательно возбуждаются импульсные переходные процессы, а на выходе сумматора при соответствующем подборе параметров получается протяженное частотно-модулированное колебание. Более точное приближение импульсной характеристики к прямоугольному частотно-манипулированному радиоимпульсу можно получить, используя соседние пары отводов для формирования парциальных радиоимпульсов с прямоугольной огибающей (см. рис, 3.27) и добиваясь «сшивания» прямоугольных радиоимпульсов разных частот. Примерный вид амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик элементов цепей, подключаемых к сумматору, показан на рис. 3.40.
Фазо-частотная характеристика каждого элемента цепи определяется соответствующей задержкой и имеет тем больший наклон, чем больше эта задержка, т. е. К(7) =е '' '~ '+"""', агц К(7) = — 2отЦ; — сопз1 при 6+1~ ~ 6+1;+~ (~~ 2 2 4 З.15 4.р иа т и)'Й) а, игр пан Гиии,~макс У 4 ь — — — — г„— 4 Рис. 3,41. Частотно-модулированный радиоимпульс (а), импульсная характеристика оптимального фильтра (б) и характеристика группового запаздывания в нем (в) откуда находится задержка огибающей группы близких по час тоте спектральных составляющих 1 о 1,=- — — — агд К(1), 2л о! 1 о 1г = — — — аг~ К(1) 2п о)' должна соответствовать графику рис. 3.41, в.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
