Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151795), страница 25
Текст из файла (страница 25)
На рисунке схематически показан усилитель с корректирующей амплитудноч а с т о т н о й х а р а к т е р и с т и к о й. Если последняя корректирует лишь амплитудно-частотные искажения в ультразвуковом волноводе, на выходе получается сжатый радиоимпульс с огибающей вида — "" (см. рис. 3.35, а). Уровень наибольших бокох о вых выбросов такого импульса составляет около 22,4. Поэтому в корректирующий усилитель могут включаться дополнительные звенья для уменьшения остатков за счет некоторой неоптимальности фильтра, ведущей к скруглению амплитудно-частотного спектра, т. е.
к приближению результата оптимальной фильтрации к условиям рис. 3,35, б. При таком скруглении спектра должно одновременно наблюдаться некоторое расширение сжатого импульса. Скругление спектра может быть осуществлено в каскадах резонансного усилителя с частотной характеристикой, близкой к колокольной. Для уменьшения остатков сжатых частотно-модулированных, а 5 Зл5 143 также фазо-манипулированных сигналов используют часто так называемую весовую обработку, состоящую в компенсации боковых выбросов с помощью сигналов, снятых с отводов линии задержки. Убедимся, что весовую обработку можно рассматривать как разновидность скругления спектра, и приведем расчетные данные об ее эффективности. Пусть прямоугольный амплитудно-частотный спектр с полосой П пропускается через полосовой фильтр с частотной характеристикой К(г)= а+2Ьсоз 2л — ' е 1""' где 1, — задержка в фильтре; а, Ь вЂ” весовые коэффициенты, Соответствующая амплитудно-частотная характеристика для а = 0,5, Ь = 0,25 изображена на рис.
3.43, а. По частотной характеристике (1) рассчитаем импульсную о(1)= ~ К(~) е' " с(г. 1 П Полагая ~„= —, а отношение — целочисленным, получим П' 1о (2) Данная импульсная характеристика реализуется с помощью сумматора, к которому подключены вход и отводы неискажающей линии задержки на 1/П и 2~П, причем суммирование ведется с весами Ь, а, Ь (рис. 3.43, б). Устройство с импульсной характеристикой (2) называют поэтому устройством весовой обработки. При а = 0,5, Ь = 0,25 потенциально обеспечивается снижение уровня боковых лепестков до 2,4оо.
Известная неоптимальность обработки приводит при этом к энергетическим потерям примерно до 1,7 дб (расчет аналогичен приведенному в ~ 3.12.) Кроме того, в связи с общим сужением спектра основной лепесток сжатого импульса расширяется примерно в 1,2 раза. Если выбрать а = 0,54 и Ь = 0,23, расчетный уровень боковых лепестков сжатого импульса снизится до 0,16",~о, потери составят 1,3 дб, но основной лепесток расширится в 1,5 раза. Наряду с дисперсионными ультразвуковыми и электрическими линиями в качестве элементов оптимальных фильтров частотно- модулированных радиоимпульсов могут использоваться недиспергиру юи1ие линии задержки с неравномерно распределенными дискретными съемами (рис, 3.44, а).
Импульсную характеристику такой линии (с учетом ее конечной полосы пропускания) аппроксимируем последовательностью коротких прямоугольных видео- импульсов единичной амплитуды длительностью Лт на интервале 144 5 3.16 Рис. 3.43. Амплитудно-частотная характеристика (а) корректирующего устройства весовой обработки (б) 1/~ ( т„/2 (рис. 3.44, б).
Вначале остановимся на случае равномерного расположения съемов, соответствующем одинаковым интервалам задержки Т, где Лт (С Т (( т„. Тогда последовательность видеоимпульсов можно считать периодйческой (с периодом Т) и описать ее спектральным разложением: Лт зги 2 . таЛт 2та г' Лт ~ о(1) = — + ~ — з(п сов — "(» — т — — ~, (3) Т гпа Т Т 2 ~ т=-! где т характеризует момент начала одного из импульсов. При этом момент начала произвольного импульса с номером /е определяется соотношением /д — — т + /еТ(А = О, 1, 2, ...).
Если параметр т будет меняться во времени, соответственно будут меняться и моменты начала импульсов 1~ = т(1д) + АТ. Таким образом, за счет подбора функции т® можно учесть неравномерность распределения дискретных съемов. Подбор функции т(/) целесообразно осуществить так, чтобы гармоники разложения (3) оказались частотно-модулированными (рис. 3.44, в). Выбирая квадратичный закон изменения т(/) = = с/а — Лт/2 и полагая, что для интересующих нас членов ряда тЛт (( Т, представим импульсную характеристику в виде суммы о (/) = — ! + 2 „соз — (1 — "Р) Ат ! ~ 2пит 6 зак 1яов 145 Прео5разоВа тели ЗВул.жроВогУ Рис.
3.44. Принцип формирования ЧМ импульсной ха- рактеристики на недиспергирующих линиях: а — схема формнровання; б — импульсная харак»ернстнна; « — ее «гармонная»; а в реализация схемы на клиновом звуконроводе !46 в которой к а жд а я «г а р м о н и к а» я в л я етс я ч а ст отно-модулированным колебан.нем с линейно измен я ющейся мгновенной частотой: /„, (/) = — — ~ — (1 — сР)~ = — (1 — 2 с1). 1 П ~2пгл 1 т 2кЖ~ Т Т В пределах — т„/2 ( ~ (т„/2 эти «гармоники» изменяют свою частоту на величину Если спектр первой (или второй) «гармоники» практически не перекрывается с остальными, то эту «гармонику» м о ж н о в ы д елить полосовым фильтром, т.
е. импульсная характеристика схемы в целом будет описываться одним линейно-модулированным по частоте импульсным колебанием. На рис. 3.44, г изображена еще одна реализация фильтра сжатия с дискретными съемами, также позволяющая получать импульсную характеристику в виде частотно-модулированного радиоимпульса. В клиновом звукопроводе фильтра возбуждается плоский фронт волны, а съем производится в неравномерно распределенных точках с тем, чтобы получить нужную импульсную характеристику. При использовании сапфира в качестве звуко- провода и пьезопреобразователей из СдБ удается получить полосы порядка сотен мегагерц.
Наряду с дискретным возможен распределенный съем с линии задержки, позволяющий получить нужную импульсную характеристику без дополнительной фильтрации. Интересным н о в и м направлением построения широкополосных оптимальных фильтров является использование дисперсионных явлений на сверхвысоких частотах в так называемых магнитоупругих линиях задержки на базе кристаллов железо-иттриевого граната (ЖИГ).
В этих кристаллах могут распространяться акустические и спиновые волны (волны намагничивания). Последние имеют наименьшую групповую скорость (10 — 100 м/сек), зависящую от величины приложенного постоянного продольного магнитного поля и частоты распространяющихся колебаний. От этих же факторов зависит положение участков линии задержки, в которых возможны переходы энергии акустической в энергию спиновой волны и обратно.
За счет использования указанных свойств можно создать компактные линии задержки с линейной дисперсионной характеристикой в очень широком диапазоне частот (порядка сотен мегагерц), работающие на сверхвысоких частотах. Возбуждение волн возможно за счет пьезоэлектрического эффекта либо непосредственного перехода энергии электромагнитной в энергию спиновой волны. б* [47 $3.16. Принципы корреляционно-фильтровой обработки когерентных сигналов В каждом из вариантов оптимальной обработки при обнаружении когерентных радиосигналов встречается вычисление корреляционных интегралов или их модульных значений: г (а) = ~ х (1, а) у (1) Ж, 2(а) =— 2 В ~ 3.7, 3.8 было рассмотрено вычисление этих величин путем непосредственного умножения и интегрирования с помощью коррелятора, В ~ 3.9 — 3.15 имелось в виду их получение в виде амплитуды напряжения или самого напряжения в некоторый определенный момент времени на выходе линейного оптимального фильтра.
Возможен также комбинированный способ вычисления, при котором используется как непосредственное перемножение напряжений, так и фильтрация полученного при этом колебания. Приемник, построенный по такому принципу, условимся называть корреля1(ионнофильтровым. Различные виды корреляционно-фильтровой обработки имеют разную степень сложности. Как и в ~ 3.11, 3.12, начнем с простейшего случая обнаружения когерентной пачки радиоимпульсов, но без использования линии задержки с отводами, рассчитанной на большую задержку. Ожидаемую пачку радиоимпульсов х(1, а) представим как произведение двух колебаний: колебания х,(1, а) в виде неограниченной периодической последовательности видеоимпульсов и высокочастотного колебания х2(1, а) частоты ~„модулированного огибающей пачки. Как видно из эпюр рис.
3.45, а, при перемножении функций х,(~, а) и хф, а) действительно получается ожидаемоеколебание х(1, а). Далее считаем х, (1,а) = х, (1 — а). Тогда операции взятия корреляционного интеграла е(а)= ~ х~(1, а)х2(1,а)у(1)Й можно свести к следующим (рис. 3.46, и). Принимаемое колебание у(1) стробируется с помощью периодической последовательности видеоимпульсов, временное положение которых соответствует принимаемой пачке. При этом получается колебание у,(1) = у(1)хф, а). Стробирование практически осуществимо лишь для фиксированных значений времени запаздывания, что ограничивает возможности корреляционно-фильтровой схемы по сравнению с фильтровой.
148 $ 3.!8 Рис, 3.45. Представление когерентной последовательности импульсов в виде произведения двух функций (а) и напряжения иа входе и выходе фильтра в схеме рис, 3.46, а(б) Бт ~м я(о~! для с=с~+Йн .Рис. 3.46. Схемы корреляциоиио-фильтровой обработки: а — простейшая схема без преселентора; о — обобщенная схема су- пергетероднпного прнема $3 $6 Последующие операции умножения у,(1) на хф, а) = х2(1 — а) и интегрирования осуществляются фильтром с импульсной характеристикой о(~) = х2(г, — ~) (рис. 3.46, а). Простым приближением к такому фильтру является узкополосный контур, полоса которого обратно пропорциональна длительности пачки.
Импульсы сигнала, растягиваясь в контуре, накладываются и когерентно суммируются (эпюры рис. 3.45, б), а предварительное стробирование помогает избежать при этом излишнего накопления шумов в моменты отсутствия сигнала. Интегрирование может производиться не только на высокой, но и на п р о м е ж у т о ч н о й частоте. На рис. 3.46, б показана обобщенная схема сдпергепгероданного проема, пригодная, в частности, и для когерентного интегрирования пачки на промежуточной часстоте. На этой схеме принятые колебания поступают в преселектор с импульсной характеристикой о,(~), а оттуда — на умножитель, выполняющий функции смесителя, на который подаются гетеродинные колебания х,(1, и) = Хф, и~соз((2я~, 1+ ср,(1, а)).
Выход умножителя подключен к оптимальному фильтру (усилителю промежуточной частоты ~,) с импульсной характеристикой о(1) = = х,(1, — 1), где х2(1) = Л,(~) сов (2л~, 1 + ср,(1)), Напряжение на выходе преселектора определяется при этом интегралом свертки у (1) ~ у(з)о (1 з)сЬ на вы ходе смесителя — произведен нем у,(Г) =у, (Г) х, И, а). а на выходе УПЧ в некоторый момент 1 = а+ 1,— интегралом свертки г (а) = ~ у, (б) о (а+ 1, — д) сИ = ~ у.,(д) х,(д — а) еИ.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
