Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151795), страница 24
Текст из файла (страница 24)
З,Зб. Условное изобратиенне фазо.манипулироаанного радпонмпульса (а) и оптимальной импульс. иой характеристики (б) случае колокольного спектра, ромбовидную огибающую — в случае спектра ! †) . Это уже дает основание судить о различного рода /а!и хха х промежуточных случаях. Так, например, скругление амплитудно- частотного спектра и приближение его от прямоугольного к колокольному должно уменьшить боковые лепестки сжатого импульса (так же, как скругление амплитудного распределения поля в раскрыве антенны уменыцает боковые лепестки диаграммы направленности). Для фазо-манипулированного импульса, спектр которого близок а!п х (я!и х~а к — на входе оптимального фильтра и к ! — ! на его выходе, х х следует ожидать сжатый импульс ромбовидной формы (хотя отступ- Б!и х 1$!и х~е ление от законов — и ~ — ~ должно привести к известным отх х ступлениям от чистого ромба). В этом можно убедиться, рассматривая более подробно процесс сжатия фазо-мапипулированного радиоимпульса в оптимальном для него фильтре.
Рис. 3.37. Формирование импульсной характеристики, оптимальной для фазо-манипулированного радноимпульса (рис. 3.36) и ги) и) Рнс. 3.38, Процесс оптимальной фильтрации фазо- манипулированного оадиоимпульса !38 тат их суммирования представлен на рис.
3.38, б, а выходное напряжение оптимального фильтра в целом — на рис. 3.38, в. Рассмотренный пример интересен с двух точек зрения. С одной стороны, он показывает возможности синтеза оптимальных фильтров с достаточно сложными импульсными характеристиками. С другой стороны, он иллюстрирует указанный ранее эффект сжатия импуль~са со сложным законом модуляции при оптимальной обработке. Легкб видеть, что длительность основного выброса выходного сигнала существенно меньше длительности сигнала на входе. Напомним, что в качестве оконечного фильтра схемы (рис. 3.37) можно использовать также полосовой фильтр с оптимальной поло- 1,37 1,37 сой — ' = — 'п. Полосовой фильтр преобразует при этом элемекто ти тарные прямоугольные радиоимпульсы (рис.
3.38, б) в радиоимпульсы, форма огибающей которых несколько отличается от ромбовидной. Хотя обработка в целом будет неоптимальной, проигрыш в энергетическом отношении сигнал/помеха составит всего 1?%. В отличие от рис. 3.3? полосовой фильтр обычно предшествует линии задержки с отводами и сумматором. ф 3.15. Сжатие частотно-маиипулированиых и частотно- модулированных радиоимпульсов На рис. 3.39 показана схема, позволяющая формировать сигналы и импульсные характеристики в виде частотно-манипулированных радиоимпульсов. Эта схема состоит из линии задержки с подключенными к ее отводам колебательными контурами и сумматора. При воздействии 6 -функции на вход системы в каждом из контуров последовательно возбуждаются импульсные переходные процессы, а на выходе сумматора при соответствующем подборе параметров получается протяженное частотно-модулированное колебание. Более точное приближение импульсной характеристики к прямоугольному частотно-манипулированному радиоимпульсу можно получить, используя соседние пары отводов для формирования парциальных радиоимпульсов с прямоугольной огибающей (см.
рис, 3.27) и добиваясь «сшивания» прямоугольных радиоимпульсов разных частот. Примерный вид амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик элементов цепей, подключаемых к сумматору, показан на рис. 3.40. Фазо-частотная характеристика каждого элемента цепи определяется соответствующей задержкой и имеет тем больший наклон, чем больше эта задержка, т. е.
К(7) =е '' '~ '+"""', агц К(7) = — 2отЦ; — сопз1 при 6+1~ ~ 6+1;+~ (~~ 2 2 4 З.15 4.р иа т и)'Й) а, игр пан Гиии,~макс У 4 ь — — — — г„— 4 Рис. 3,41. Частотно-модулированный радиоимпульс (а), импульсная характеристика оптимального фильтра (б) и характеристика группового запаздывания в нем (в) откуда находится задержка огибающей группы близких по час тоте спектральных составляющих 1 о 1,=- — — — агд К(1), 2л о! образующих 1-й из парциальных импульсов частотно-манипулированного колебания.
График зависимости задержки (группового запаздывания) от частоты представлен на рис. 3.40, в. Рассмотренная схема (рис. 3.39) способна осуществлять сжатие радиоимпульса, зеркального по отношению к ее импульсной характеристике. Если от частотно-манипулированного радиоимпульса перейти к частотно-модулированному (рис. 3.41, а), то импульсная характеристика оптимального фильтра перейдет в частотно-модулированное колебание с зеркальным по отношению к сигналу законом частотной модуляции. Рассматривая в соответствии с интегралом Фурье 6-функцию как наложение радиоимпульсов различных частот, можно утверждать, что оптимальный фильтр должен осуществлять разную задержку различных групп частот.
Рисунку 3.41, б соответствует меныпая задержка низких частот и большая задержка высоких, т. е. зависимость групповой задержки от частоты 1 о 1г = — — — аг~ К(1) 2п о)' должна соответствовать графику рис. 3.41, в. Для этого время группового запаздывания в линии должно изменяться в диапазоне частот сигнала по определенному закону, в данном случае по линейному, в 3.15 !41 Непостоянство группового времени запаздывания для различных спектральных составляющих относят к классу явления дисперсии скорости распространения.
Поэтому линии задержки с переменным временем группового запаздывания называют дисперсионными. Понятие зависящего от частоты группового запаздывания позволяет дать простую трактовку механизма сжатия при внутриимпульсной частотной модуляции. Линия с характеристикой 1,.р — — 1,р(1), показанной на рис. 3.41, в, задерживает в большей степени высокие, чем низкие частоты, Подадим на нее импульс, мгновенная частота которого изменяется от более высокой в начале до более низкой в конце импульса. Таким образом, более высокие частоты действуют в данном случае ранее, но задерживаются в большей степени, а более низкие действуют позже, но задерживаются меньше. Это создает предпосылку для совмещения всех групп частот и образования сжатого импульса.
Условием совмещения является соотношение 1„(1) + 1,,р (г) = сопз1, где 1, (~) — момент воздействия мгновенной частоты. Длительность сжатого импульса при полной компенсации фазовых сдвигов обратно пропорциональна ширине спектра частот. Подбор оптимальной характеристики времени группового запаздывания эквивалентен в соответствии с 1(9),~3.101 подбору оптимальной фазо-частотной характеристики. Комаенсаиия фазо-частотного спектра сигнала является основной причиной временного сжатия, приводя к согласованному наложению гармонических составляющих (см. рис. 3.20) и образованию пика сжатого радиоимпульса.
Подбор оптимальной амплитудно- частотной характеристики, изменяя соотношение спектральных составляющих сигнала с целью ослабления помехи, может вести лишь к сужению спектра и расширению сжатого импульса. Однако для широкополосных радиоимпульсов такое расширение существенно перекрывается сжатием за счет компенсирующего действия фазо-частотной характеристики. Дисперсия скорости распространения может быть обеспечена в линии передачи с распределенными параметрами — волноводе, если по крайней мере один из его размеров соизмерим с длиной волны.
Наряду с этим могут использоваться линии задержки с сосредоточенными параметрами — фильтровые цепочки, обеспечивающие требуемые фазовые характеристики. Промежуточное положение занимают волноводные фильтры. Различные дисперсионные задерживающие устройства дают характеристики 1,ч, (1), отличающиеся рабочей полосой частот — и перепадом времени группового запаздывания 1,,𠄄— ~,.р „„в пределах этой полосы.
Наряду с нарастающим законом 1,.р(г) (рис. 3.41, в) используется спадающий. 142 $ 3.!5 Рис. 3.42. Дисперсионный ультразвуковой волновод(1); пьезоэлектрические преобразователи (2), корректирующий усилитель (3), входной и(~) и выходной ы(1) радиоимпульсы Сверхвысокочастотные дисперсионные замедляющие системы на радиоволноводах могут обеспечить очень широкие полосы Чаетот ~мак,— ~мни, НО ПРИ НЕбоЛЬШОМ ПЕрЕПаДЕ ~„рм,„,— ~,рм„и. Большие переменные временные задержки можно получить на электрических линиях задержки с распределенными или сосредоточенными параметрами в диапазоне промежуточных частот, поскольку при этом могут быть обеспечены большие замедления.
Еще большие переменные временные задержки, но при меньших полосах частот, можно обеспечить, используя у л ь т р а з в у к овые волноводы, выполненныеввиделент илицилиндрических проводов из материала, проводящего ультразвук, Толщина ленты или диаметр цилиндра при этом должны быть порядка длины ультразвуковой волны в материале звукопровода для средней частоты спектра сигнала в тракте промежуточной частоты. На рис. 3.42 схематически показан пример подобного дисперсионного ультразвукового волновода с пьезоэлектрическими преобразователями, которые преобразуют электрические колебания в ультразвуковые за счет прямого пьезоэффекта и ультразвуковые в электрические — за счет обратного.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
