Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 151
Текст из файла (страница 151)
Временные дискрнмннаторы с фазовым детектированием. Предназначены для фазоманипулированных сигналов применительно к их корреляцноннофильтровому приему. В трехканальном варианте дискриминатора(рис. 21.3,а) сомножитель Х! (Оа) в (21.18) реализуется как комплексная амплитуда гетеродннного напряжения, вырабатываемого ГОН в целях фазовой демодуляции сигна- 329 ла (см. разя.
19.3.3). ГОН вырабатывает также опережающее и отстающее на й$а!2 фазоманипулированные гетеродинные напряжения с комплексными амплитудами Х1(ба12). Все это позволяет оценить производную о1 У ! Яа согласно (21.20) и вычислить реальную г часть фазовым детектором х . Рис. 21.3 В одноканальном варианте дискриминатора (рис. 21.3,6) предусмотрена модуляция с помошью генератора ГМ задержки опорного колебания низкочастотным колебанием с периодом, не меньшим постоянной времени системы автосопровождения.
На выходе амплитудного де- тектора Д формируются низкочастотные колебания, фаза которых зависит от знака рассогласования 12.137). Выходной эффект Л выделяется после сравнения с опорньпи колебанием в фазовом детекторе. Частотный дискриминатор с амплитудным детектированием. Показан иа рис. 21.4,а. Построен иа основе двухканального фильтрового приемника с гетеродинным напряжением 1е' ' """' ]. ~~гм/, +а„х а) 6) Получение комплексных корреляционных интегралов 2=9 2„, пропорциональных их нормированным значениям, осуществляется путем фильтровой обработки в частотной области У и ')сгг(~)бх(7 +а — ао)ехР()21Я)сУ с=о где бг(Г) и й„(г) — спектральные плотности комплексных амплитуд принимаемого и ожидаемого сигналов. В свою очередь, справедливо выражение аУ с1 ' и ~йг(У) стх(7 +а-ао)ехР()2тЯ)сУ ~=о.
с(а й7" Все это приводит к двухканальной фильтровой обработке, рассчитанной на спектральные плотности Ох(г) и Ыбх(7)!ф с последующими перемножением и фазовым детектированием х (рис.21.4,6) для выделения реальной части произведения двух комплексно-сопряженных амплитуд. Время-частотный дискриминатор фазоманипулированнык сигналов.
Показан иа рис. 21.5. В соответствии с векторным характером соотношения (21.6) включает две цепи выработки у(с) 1-ОН сьь дискриминаторных напряжений л Лр- и Л, — цепи частотного ЧД и временного ВД дискриминаторов (один из ВД с фазовым детектированием, рис. 21.3). Рнс. 21.5 Опорные напряжения вырабатываются общим ГОН на основе прогнозированных значений времени запаздывания ао, и частоты аол.
Днскриминаториая характеристика. Это — зависимость ЛО = ц~(а -ао) выходного эффекта дискримннато- ра при воздействии на его вход сигнала (без шума) от величины рассогласования а — ао . Дискриминаторная характеристика временного дискриминатора (рис. 21.6) соответствует разности норми ванных в емя-частот- ро Р сч - " ных функций рассогласоваРис.
21.6 ния при малых рассогласо- ваниях Ла временного аргумента(и нулевых- частотного) ла =нр(ц-ао)!да! а=па (21.21) = 1р(ао + Ьа /2)- р(ао -ла ! 2)]! Ьа. Рис. 21.4 Каналы настроены на промежуточные частоты а1 г = = Гво ~ Ла!2. Выходное напряжение пропорционально (21.19). Частотный дискриминатор с фазовым детектированием. Показан на рис. 21.4, б для скалярного параметра а (несушей частоты 1;) согласно (21.6): 330 21.6.
Регулярное измерение угловых координат источников когерентных сигналов 21.6.1. Модели леленгуемых сигналов Модель пространственно-временного сигнала. Относится к М-канальному (двухканальному в том числе) приему: Х(б а) = Х(с) )! Хс(а) 11 . (21.22) Параметр а считается пока (до разд. 2!.5.4) скаляром. Искажения фазового фронта не учитываются. Хь(а) = ! Хь(а) !. (21.24) (21.29) (21.26) р-(6 ) = -(М' - !)/3. а) 6) в) Рнс. 21.7 331 Модель используют для синтеза фазовых н ачплитудных изчерителвй на основе эквндистантных линейных решеток.
В первом случае обеспечивается идентичность амплитудных характеристик направленности ~ ХЛ(а) ! элементов решетки и различие их фазовых характеристик направленности (2/г — М- 1) а/2. Здесь а = 2яс/(гйп 0— гйп Оо) /Л, где 0 — угловая координата источника излучения, Оо — угловая координата ожидаемого источника излучения, Ы вЂ” расстояние между элементами. При этом ( ) /(2/с-Ы-!1«/2 (21 23) Во втором случае фазовые характеристики элементов приничаются идентичнычи (фазовые центры совмещеныы), а ачплитудные характеристики раз ч ич вы ни: Параметр а можно считать неэнергетическим в пределах сопоставляемых значений угловой координаты не только для фазовой, но и для амплитудной модели, если в пределах точности измерений параметров а и 6 Х ~! Хл(а) (2 = сопя! .
(21.25) к Модель временного сигнала. Относится к одноканальному приему в режиме вращения характеристики направленности (режим сканирования, рис. 21.7,а) Х(!, а) = Х(! — а) Хо(!). Здесь а = Оц/й, где 9ц — угловая координата источника излучения (цели), й — угловая скорость вращения характеристики направленности (рис. 2!.7,б). Некогерентность сигнала (различие случайных начальных фаз и амплитуд элементов) пока не учитывается. Модель спектральной плотности сигнала на выходе антенны с частотяым сканированием (рис. 21.7,в) Ол(/, 'а) = !3(~'- а)0хо(/). (2! 27) Здесь а м Оц/к соответствует угловой координате 9ц (или, точнее, ее косинусу), где я в коэффициент углочастотной чувствительности (см.
разд. 7.3.5); Охо(/)— спектральная плотность сигнала на входе антенны. 27.8.2. Точности регулярного когерентного углового измерения Оцениваются на основе (18.35) для отсутствия искажений фронта волны и аппаратурных ошибок. Случай М-канального фазового измерения. Подставляя (18.35) в (21.7)при /=~ч можно найти 2 э2 1/ав — — д !рв(9,0)~ . =ц — (М -1) — созО~,(21.27а) о=в 3 Л где д — расстояние между элементами линейной антенной решетки, М вЂ” число этих элементов, 6 — оценка угла прихода колебаний по отношению к нормали.
Величине ~р«о), как и встречавшимся уже величинам )р",( = Пэф, !Р«ф = т,ф, можно дать определенное истолкова- 2 2 ние. Корень квадратный из этой величины определяет эффективную длину раскрыва антенны, норчираванную по отношению к длине волны Л: !эф и =~4Рц ~ = — э/М вЂ” 1+аз д( (21.28) /з При М» 1 она пропорциональна проекции истинной длины антенны на плоскосп, перпендикулярную направлению прихода радиоволн.
Потенциальная среднеквадратичная ошибка регулярной пеленгации обратно пропорциональна параметру обнаружения 9 и нормированной эффективной длине раскрыва антенны ав = 1/ц!эф н. При М= 2 значение ав = Л/яцг/ ! соз 6 !. (21.29а) Пояснение вывода (21.28). Используя приближения ряда Тейлора, замечаем, что вблизи максимума у = 0 функция (18.35) имеет вид з)п(Му) „~ )у Му-(Му)э/6 Мз)п у 2 М(у-уз/6) м(1 — М уз/6)/(1-у /6) =(1 — М у~/6)(1+у /6), т.е.
для у = 0 ее вторая производная Измерение по временному сигналу прн одноканальной пеленгации. Для оценки ошибок пеленгации при сильном сигнале воспользуемся моделью излучения и«модулированных колебаний Хо(!) = соим. Они модулируются затем вращающейся с угловой скоростью й характеристикой направленности э!э(6)= з)п(я/О/Л)/(я!6/Л). Угловая среднеквадратичная отиибка выразится тогда через временную ао=йао а~ =!/ЧПэф где П,ф — эффективная полоса частот сигнала, модулированного характеристикой направленности. Она выражается через значение второй производной функции рассогласования временного сигнала в максимуме.
Результат расчета соответствует (21.29) при значении !эф и = л!/ Лэ/3 . Он согласуется с (21.28) для М-+ ~с, 0 = О. Но, в отличие от предыдущего случая, эффективная длина антенны не изменяется с изменением О. Влияние флюктуаций вторичного излучения цели. Такие флюктуации на ~более опасны при адноканатьнай пеленгации (21.26), когда время наблюдения сигнала соизмеримо со временем корреляции флюктуаций. Повышение угловой скорости й вращения характеристики направленности снижает в этом случае дисперсию угловых ошибок. а) У = ~УкХк(а), Рис.
21.8 л/ йе у УУ/, ь/с=! (21.32) м У,„„, = , '(28- М - !) 2У„ можно получить 332 При.чногоканальных же (чоноимпульсных) .методах пеленгации, позволяющих измерять угловую координату по каждому радиоимпульсу, флюктуации отраженного от цели сигнала практически не сказываются. Использование вращающейся характеристики яаправлеяяости яа передачу и прием. Когда принимаемый сигнал сильный и амплитудные флюктуации не сказываются, вторая производная выходного эффекта увеличивается за счет этого примерно вдвое, а значение пв снижается примерно в ~5 раз.
2т.б.З. Синтез многокгнгльных когерентных угловых измерителей Основываясь на соотношениях (21.5), (21.22), можно ввести ненормированный результат пространственно- временной обработки: где Ук — результат временной обработки принятых эле- ментами антенны колебаний: Подставляя выражение У„= У/ц в (21.5), получают видоизмененное уравнение правдоподобия: д Х ( а ) йе у У, Ук ' Хл(а) =О, (21.30) са позволяющее синтезировать фазовые (амплитуднофазовые) и амплитудные угловые тоноимпульсные (способные работать по каждому импульсу) измерители и дискриминаторы. Синтез фаза-амплитудяых угловых измерителей. В предположении ~ а / «! Выражения (21.23) и (2!.30) приобретают вид 2й — М-1 1'2к — М вЂ” !" а 32 2 Хк(а) =1- / а- — (21.31а) 2 (, 2 2 с ,2/-М-1 (2/-М-1) .11 ./ а х 2 4 (21.316) ,2й-М вЂ” ! .1 1-/ а~ = О.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
