Лосев А.К. Теория линейных электрических цепей (1987) (1095414), страница 93
Текст из файла (страница 93)
9.50, а и соблюдении условия (9.79) из табл. П.!8 находим Хв=)( Х + И (Я +Ъ), И=И (17 +к ), Хо=а(м +яд, 2о =- 2)7о + Х~ Отсюда н из формул (8.54), (8.59) с учетом равенства (9.79) определяются характеристические параметры корректора: Х, = )то, а, =(п!1+ 21/тто]. (9.80) Таким образом, этот корректор при соблюдении условия (9.7В) работает между согласованными сопротивлениями и его рабочее затухание равно характеристическому затуханию (9,ВО).
Поэтому при соответствуюшем выборе сопротивления У, можно соблюсти условие (9.77). Другие схемы корректоров, показанные на рис. 9.50, б, в, работают несколько иным образом. Имея переменное характеристическое сопротивление и рабочее затухание, отличающееся от характеристического, они удовлетворяют условию (9.7В) при выполнении равенства (9.79). В этом нетрудно убедиться, опре- 7вх Гв 1 ~тр цв а а> д') Рие, 9 ЗО. Схемы амплитудных корректоров делив их входные сопротивления как сопротивления двухполюсников со смешанным соединением элементов.
С учетом этого обстоятельства и равенства (9.79) по табл. П.18 и формуле (8.44) определяем рабочее затухание рассматриваемых корректоров: о = 1п 11 + 2с/)то1. (9.81) Таким образом, формулы затухания (9.80) и (9.81) являются сходными. Следовательно, конечный результат получается одинаковым при использовании любых корректоров, показанных на рис.
9.50. В качестве амплитудных корректоров могут использоваться АттС-цепи. Действительно, из рис.9.49, б видно, что АЧХ амплитудного корректора получается такой же, как и у фильтра верхних частот. Поэтому амплитудным корректором может служить АттС-фильтр верхних частот. Таким фильтром может являться, например, биквад, позволяющий регулировать должным образом АЧХ корректора. Прн использовании АЯС-фильтра в качестве АК следует предусматривать его согласование с цепью для соблюдения условия (9.78).
2. Фазовые корректоры. Фазовый корректор (ФК) включают по той же схеме, что и амплитудный (см. рис. 9.49, а), но по принципу согласования характеристических сопротивлений (рнс. 9.51, а). При этом накладываются следующие условия: 2, = 2„„= 77го . = 0 (9.82) При выполнении этих условий сйаэовый корректор может быть только реактивным четырехполюсником с характеристическим сопротивлением, не зависящим от частоты. Первое равенство (9.82) означает также, что рабочие и характеристические затухания и фазы корректора совпадают.
Поэтому второе условие (9.82) требует равенства нулю характеристического затухания корректора. При этом условие отсутствия фазовых искажений по рабочей фазе, сформулированное применительно к рабочему групповому времени прохождения (8.73), имеет вид (рис. 9.51, б) ср.ср = ср ср, с + ср.ср а = ср ср а + сс ср к = сопэ1. (9.83) Таким образом, фазовые корректоры можно рассчитывать по характеристическим параметрам. гагр 7г ='с с '~эх о ш й Рис. 9ЛЬ Вкаючеиие фааоиого корректора и коррекции рабочего ГВП пепи 447 ') сд Некоторые схемы фазовых корректоров показаны на рис.
9.52. Они удовлетворяют условиям (9.82), если их параметры выбраны в соответствии с равенством (9.79). Для первой схемы (рис. 9.52, а) это равенство соблюдается при любых ! н С, а для второй (рис. 9.52, б) — при одинаковой настройке контуров; 2~2г = !хай/!ыС = Е/С = Ког Л,Лг=(!Н/! ) !Рг =Р,Рг=Ю. 2С,~ Характеристические сопротивления Ф) этих схем удовлетворяют первому усРис. 9.52.
схемы фагавых ловию (9.82), как следует из послед- корректоров него равенства (8.55). Второе условие (9.82) также выполняется, поскольку полоса прозрачности (а, = О) занимает весь диапазон частот [О, с ), как вытекает из условия (9.47), Характеристическая передаточная функция (8.56) мостовых корректоров определяется из последнего равенства (8.46): Н, = ен = (1 +- !)г д /2)/(1 — !!! гг,/2) = (1 + л/Л ~/Хг)/(! — -лф/Аг). (9.84) Рассмотрим для примера фазовый корректор, изображенный на рис.
9.52, а. Для него из формулы (9.84) находим Лгх = (1+ !!))/(1 — !!)), (9.85) где л! = мг/мгл — частота, нормированная по частоте мгк = 1/-Л/ЕС. Из формулы (9.85) находим а, = 1п 1И,! = О, что подтверждает сделанный ранее общий вывод. Из этой же формулы и определений (8.56), (8.73) получаем Ь, = 2агс!и !1, б „= 2/ага(1+ (!'). (9.86) Таким образом, с ростом частоты групповое время !р,р —— й„р уменьшается, Именно подобный спад характеристики требуется для компенсации фазовых искажений в соответствии с условием (8.83), поскольку обычно !вч,х, увеличивается с ростом частоты, как показано на рис.
9.51, б. Величину указанного спада в задан. ном диапазоне частот можно изменять необходимым образом, изменяя мгк, т. е. выбирая соответственно параметры Е н С. Еще больший спад указанной характеристики в некотором диапазоне частот получается во второй схеме корректора (рис. 9.52, б).
Следовательно, усложняя схему фазового корректора и выбирая должным образом его параметры, можно достаточно точно выполнить условие (9.83). Т-образная мостовая схема фазового корректора (рис.9.52, в) эквивалентна Х-образной схеме, показанной на'рис. 9.52, б, как 448 вытекает из теоремы бисекции (8.51).
Поэтому Т-образный мостовой корректор не изменяет характеристик по сравнению с Х-образным корректором, но имеет меньшее число элементов. Если с.е( ? ь то Т-образную схему можно реализовать, использовав в ней трансформатор с согласным включением обмоток. Этот трансформатор заменяет все три индуктивности в соответствии со своей эквивалентной схемой (см. рис. 3.38, а). Из соотношения (9.851 определяется передаточная функция фазового корректора первого вида (рис. 9.52, а): ?'(ы) = 1/0,(со) =' (ыо — )от)/(соо + )ос).
(9.87) Оз соотношений (б.!8) и (9.87) следует, что рассмотренньсй корректор является фазовым контуром. Этот вьсвод относится к любым схемам фазовых корректорош В числитель и знаменатель передаточной функции (9.87) час- тота входит в первой степени. Соответственно этот корректор 'называется фазовым контуром первогр порядка. Усложненная схема (рис.
9.52, б) является фазовьсм 'корректором (контуром) второго порядка. Фазовый контур любого порядка можно имитировать АссС- цепью. Например, АРС-цепь с биквадратной передаточной функцией (9.64) можно использовать в качестве ФК первого порядка с передаточной функцией (9,87). Для этого в соотношении (9.64) должны выполняться условия ае = Ье = О, ас = — Ьь Поэтому фазовьсм корректором может служить'биквад, у которого возможно задание параметров, обеспечивающее получение отрицательного коэффициента ас. Если при этом ос = — Ье чь0, то биквад будет являться фазовым корректором второго порядка.
Известны также гираторные схемы ФК. При использовании АРС-цепей в качестве ФК надо предусматривать их согласование для соблюдения первого условия (9.82). 3. Корректоры сопротивлений. Из рис. 7.10 видно, что в линиях связи достаточной протяженности отраженная волна успевает затухнуть, не доходя до входа линни. При этом входное сопротивление линии равно ее волновому сопротивлению. В относительно короткой линии, где отраженная волна достигает входа, входное сопротивление линии (?.96) сложным образом зависит от частоты.
Чтобы устранить эту зависимость, на входе ли- нии включают корректор со- й н КГ Гсичсср сн противлений (КС), как показано на рис. 9.53, а. Задачей это- р, я, а) срс го корректора являетсл внесение такого собственного (характеристического) затухания а„ чтобьс отраженная волна затухала практически полностью. р') 3) ВХОДНОЕ СОПРОтиВЛЕНИЕ КС рнс цзз Вклктчение н схемы кордолжно быть при этом по- ректоров сооротнвлення 15 в С333 стоянным и равным вещественному характеристическому сопротивлению г(г. Корректоры сопротивлений выполняют в виде резистивных четырехполюсников. Т- и П-образные схемы. таких корректоров показаны соответственно на рис. 9.53, б, в. Их расчет производят по заданным значениям )т, и а, в соответствии с формулами (8.69): йг~ = гх,()г (а,/2), гег = йе з)г а, (9.88) — для Т-образного корректора;.
В = гс, з)г а„гсг = гс,с()г (аг/2) (9.89) — для П-образного корректора. Из формул (9.88), (9.89) видно, что при изменении требований к величине затухания а, в корректорах цепочечного типа надо регулировать сопротивления всех трех резисторов. Поэтому иногда предпочитают в качестве корректора сопротивлений использовать более сложную схему резистнвного Т-образного моста, в котором достаточно регулировать сопротивления только двух резисторов.
Резистивньге корректоры сопротивлений называются также удлинителями,поскольку их применение эквивалентно удлинению линии. 4. Балаисные контуры. В технике связи дифференциальный трансформатор (см. рис. 3.35, б) находит специфическое применение. Например, в линии телефонной связи для развязки двух встречных разговоров усилители включают через дифференциальные трансформато— ры, как показано на рис. хл и Ейх 7йх -и 24 9.54, а. При этом для балансировки плеч дифференциальных трансформаторов в разрезе линии связи включают так называемые балана) спые контуры — двухполюсники с сопротивлением лв„. Другим примером являются телефонные аппараты, в кол гг торых применяется так назыи ваемая прогивоместная схем )тк Ьг — йх ма с балансным контуром, показанная на рис.' 9.54, б.
Она служит для предотвра- Ю) щения проникновения сигнала от микрофона Л(к в телеРис. 9.54. Включение балансных контУРов фОН т Дяя Этегосхеиа дпяж в схеме линейного усилителя (о) и в противоиестной стене телефонного аппара На бЫтЬ СбаЛаНСИрОВаНа таК, та (б) чтобы выполнялись два тре- 450 бования. Во-первых, количество ампервитков двух половин первичной обмотки трансформатора должно быть одинаковым. Вовторых, должны быть одинаковыми фазы токов /~ н /ь Тогда э.д.с., наведенные этими токами в цепи телефона, взаимно скомпенсируются.
Оба указанных требования выполняются прн соблюдении следующего условия баланса: %~~ = Н4и (9.90) где Мь Мз — числа витков соответствующих обмоток трансформатора. Это условие должно выполняться при любом токе 1ы в частности пон 15 = 0, т, е. в режиме холостого хода. Составим два уравнекня по второму закону Кнрхгофа для этого режима: (», +)ы(.1+к)!, — 1 м/ =Е, (» +1 1.1+г .)),— 1 м! =й, где (9.91) Л. = р.
+1Х., Ъ к — — Ь.к+ )Хл, — соответственно входное сопротивление линни связи, в которую поступает сигнал от микрофона, и сопротивление балансного контура, подбором которого добиваются соблюдения условия баланса (9.90); остальные обозначения ясны нз рис. 9.54. Решая эту систему уравнений, находим токи 1о 1в подстановка которых в условие баланса (9.90) видоизменяет его с учетом обозначений (9.91): Л1!(»1+ рб + 1(е5((т + М) + Хе ~)1 = %2(»й +ил+1(оз(Ь + М) + Хл)]. (9.92) Трансформатор в телефонном аппарате можно считать практически совершенным, и для него справедливы формулы (3.142), (3.143), из которых вытекает, что 1 2+ Л4 = л((.! + М), (9.93) где и = Мз/Ж~ — коэффициент трансформации между половинами первичной обмотки.
Из равенства (9.93) следует, что соответствующие слагаемые в условии (9.92) приводятся, и оно распадается на два условия баланса: Йбк = н(»~ + Йл)»2, Хел пХл. (9.94) Этн же условия относятся и к схеме, показанной на рис. 9.34, а. Поскольку входное сопротивление линии связи имеет емкостный характер, согласно второму равенству (9.94) балансный контур представляет собой резистивно-емкостный двухполюсник, например, как изображенный на рис. 3.19, в.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
