Радиолокационные измерители дальности и скорости by Саблин В. Н. (z-lib.org) (852905), страница 35
Текст из файла (страница 35)
3.3.4 элементы относительной ДХ умножаются на 0,51^,. В результате получаем те же соотношения, которые содержатся в перечисленных выше формулах. На рис.3.3.19 изображена относительная дискриминационная характеристика ВД при четырёх стробах, перекрывающихся на половинусвоей длины, составленная из элементов, алгоритмы которых записаны в табл. 3.3.4. Для перехода к абсолютным отсчётам шкалаоси ординат умножается на 0,51^. Строго линейный участок ДХсоставляет ± 1 ,2 5 ^ (протяжённость - 2,5тст). Плоские части ДХвозникают там, где имеется только один отсчёт в отклике. Здесьг",4 I---------------------- ----------- ----------- ----------- ----------- ---------- 1—-4-3-2 -1 0112та= ^ 4Рис. 3.3.19.образуется методическая погрешность в измерениях.
Как следуетиз рис. 3.3.19, максимальное значение такой погрешности составляет 0,25тст (на краях плоских частей ДХ).Линеаризация ДХ в рассматриваемом дискриминаторе достигается усложнением программы его работы. Она должна содержать анализатор ситуаций, который выявляет набор отсчётов накаждом такте формирования ДХ. Состав таких наборов показан вовторой строке табл.
3.3.4. По результатам анализа логическаясхема выбирает и запускает один из алгоритмов, записанных втретьей строке табл. 3.3.4. Естественно, что сбои в работе анализатора приведут к появлению аномальных ошибок в измеренияхвременного рассогласования. Это та цена, которую приходитсяплатить за высококачественную работу такого ВД в штатном режиме.3.4.
ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ЧАСТОТНЫЕ ДИСКРИМИНАТОРЫ3.4.1.П ри н ц и п ып о стро ен и я и ал го ри тм ы ф ун кц и о н и ро ван и яПРОГРАММИРУЕМЫХ ЧАСТОТНЫХ ДИСКРИМИНАТОРОВОбщая схема предварительной обработки радиолокационныхсигналов (рис. 3.3.1) является достаточно универсальной для современных БРЛС с цифровой обработкой. Её общая структура сохраняется для многих режимов от обнаружения цели, до её автоматического сопровождения с оцениванием фазовых координат.После каждого зондирования, отражённый от цели сигнал, пройдяпредварительные сумматоры по двум квадратичным каналам, поступает в программируемый процессор сигналов. Там он используется в канале дальнометрии и одновременно записывается в главном запоминающем устройстве (ГЗУ).
Так как доплеровская частота принимаемого сигнала изменяется от зондирования к зондированию, в ячейках памяти ГЗУ формируется матрица данных озапаздывании принимаемого сигнала и его доплеровской частоте.Продолжительность времени накопления зависит от режима работы БРЛС. Когда по регламенту режима запись в ГЗУ заканчивается, над данными ячеек памяти, принадлежащими одной полоскедальности, выполняется операция быстрого преобразования Фурье(БПФ). Затем эта операция повторяется для других полосок дальности. Тем самым определяется частотный спектр принимаемогосигнала.Применительно к системе автоматического сопровождения цели по скорости процедура М-точечного БПФ трактуется как алгоритм многофильтрового спектроанализатора, содержащего М+1частотных каналов, которые для краткости назовем фильтрамиБПФ.Исходными данными для алгоритмов частотных дискриминантторов (ЧД) будут комплексные амплитуды U FP, сформированныев результате выполнения операции БПФ.
Здесь U - амплитуда*комплексного цифрового сигнала, a Fp - комплексная амплитудно-частотная характеристика р-го фильтра БПФ, входящего в состав частотного дискриминатора. Величина р принимает дискрет-______*ные значения р=1,М + 1. Далее вычисляются модули U FP этих(* V Систему обработки первогоамплитуд, либо их квадраты I UFP Iвида будем называть линейным детектором, а второго - квадратичным.Фильтры БПФ располагаются в диапазоне частот от 0 до Fn,где Fn= l/T n - частота повторения зондирующих импульсов. Частопереходную частоту f 0, т.е. частоту входного сигнала, при которойдискриминационная характеристика ЧД обращается в нуль, располагают вблизи Fn/2. Это достигается соответствующим выборомчастоты опорного сигнала, который формируется цифровым гетеродином, входящим в ППС.
Точное значение fo задается соотношениемfo =M -e vFn,2M(3.4.1)где переменная ev= l при чётном числе фильтров, образующих ЧД,и ev= 0 - при нечётном.Номер фильтра p(i), в зависимости от их числа г в алгоритмеЧД и количества М точек БПФ, определяется какМ - r(ev - 1)2+ i.(3.4.2)Здесь i = 1, г - текущий номер фильтра в их гребенке, входящий всостав ЧД.При традиционном выполнении ЧД на расстроенных контурах, число фильтров г=2. Тогда, для М=32 и линейном детектореалгоритм ЧД принимает видF17 - F i eич д = ^ УFie + F17(3.4.3)Введение нормировки за счет суммарного сигнала устраняет влияние амплитуды цифрового сигнала U на форму ДХ.Расширение апертуры ДХ достигается увеличением числафильтров в составе ЧД.
Продуктивным оказался метод весовогосуммирования, когда весовые коэффициенты приувеличиваются с ростом номера фильтра p(i).Детально процедура весового суммирования при полученииалгоритма временного дискриминатора рассмотрена в п. 3.3.2. Поэтому приведем конечную формулу алгоритма (3.3.15), адаптированную к обозначениям, связанным с частотным дискриминатором- ------ ; -----------------(3.4.4)Сохраняется и общее правило формирования весовых коэффициентов: при четном числе г фильтров, входящих в состав ЧД, коэффициенты составляют последовательность положительных и отрицательных нечетных чисел, а при г нечетном - последовательность четных (включая нуль). Соответственно, в ЧД с квадратичным детектором в формуле (3.4.4) F ^ заменяется наПри плавном изменении частоты f входного сигнала переменные Fp^)(f) и F ^ ( f ) отображают соответственно модули амлитудно-частотных характеристик фильтров БПФ и квадраты модулей,а зависимость u ^ f ) в (3.4.4) является аналитическим выражениемдискриминационной характеристики ЧД.Для реально используемых величин М и г справедлива следующая форма записи набора АЧХ фильтров БПФз т | ( 2я£Тп - ^ ( р { 1 ) - 1 ) ]0 ,5 ^ fT n-^ ( p ( i ) -l) ]где f и p(i) изменяются соответственно в пределах f = 0 ,Fn иp(i) = 1»N+1 .Дискриминационную характеристику ЧД принято изображатьв расстройках Af относительно переходной частоты f 0, т.е.Af = f - f o = f - ^ p F n.(3.4.6)Введем относительную расстройку fa, разделив величину Af на половину полосы пропускания фильтра БПФ AF/2 = Fn / 2 М, т.е.AfL = - = - = — M - M + ev.a AF/2 Fn(3.4.7)Используя (3.4.7), выразим текущую частоту f через относительную расстройку fa4+M -ev2М"*(3.4.8)Проведя замену в (3.4.5), получимMsin£(fa +r + l - 2 i )______ а________________(3.4.9)| ( 4 + r + l-2i)АЧХ достигают максимальных значений, равных М, при расстройках fao* удовлетворяющих уравнению fa0+ r + l - 2 i = 0 , т.е.Сопоставление формул (3.4.4) и (3.4.10) показывает, что величины fao и весовые коэффициенты ДХ равны при одинаковых i,поэтому при такой нормировке расстроек линейный участок дискриминационной характеристики имеет единичную крутизну.Относительные (безразмерные) ДХ формируются, если Fp^fa)подставить в формулу (3.4.4).
Для перехода к абсолютным дискриминационным характеристикам вместо fa вводится абсолютнаярасстройка Af (3.4.6), а ординаты относительной ДХ умножаютсяна AF/2 = Fn / 2 M .В качестве примера на рис. 3.4.1 приведены несколько вариантов относительных ДХ, рассчитанных по приведенным вышеформулам.лr vГ =7-10а)-60510б)Сделаем несколько предварительных замечаний. Следуетиметь ввиду, что для снижения уровня боковых лепестков в АЧХфильтров БПФ в тракт обработки сигналов перед операцией БПФвводятся весовые окна (Хемминга, Кайзера и т.д.).
Второе замечание касается условности термина «линейный участок» ДХ примногофильтровых ЧД. В дальнейшем линейным участком ДХ будем называть ту ее часть, которая располагается в диапазоне частот, занимаемом главными лепестками АЧХ фильтров БПФ. Пояснения к рисункам: на рис. 3.4.1,а отображена ДХ для линейного детектора без весового окна при чётном (г^б) числе фильтров всоставе ЧД; на рис. 3.4.1,б - ДХ для линейного детектора без весового окна при нечётном (г=7) числе фильтров; на рис.
3.4.1,в ДХ для квадратичного детектора без весового окна при нечётном(г®7) числе фильтров; на рис. 3.4.1,г - ДХ линейного детектора свесовым окном Хемминга при чётном (г= 6 ) числе фильтров.Для рис. 3.4.1,а характерна абсолютная линейность ДХ научастке fa± l. Здесь выполняется равенство u ^ = fa. Эта линейностьнарушается при нечетном числе фильтров. Особенно заметны еепроявления для ЧД с квадратичным детектором (рис. 3.4.1,в).
Нелинейность ДХ в области, близкой к f a= 0 приводит к заметномузатягиванию времени переходных процессов в следящей системы стаким ЧД. При больших рассогласованиях на рис. 3.4.1,а, б и ввидны аномалии, выражающиеся в отклонениях от линейной зависимости 1 Цд от f a. Равенство u^^dfa (где d=const) выполнятсялишь для расстроек fa0, удовлетворяющих условию (3.4.10). Этианомалии вызваны боковыми лепестками в АЧХ фильтров. Они неоказывают существенного влияния на качество работы следящейсистемы, но вызывают большие погрешности в измерениях частоты прямоотсчётным методом. Аномалии эффективно устраняютсяпри включении в программу ЧД какого-либо весового окна, например, окна Хемминга (рис.
3.4.1,г), но при этом неизбежноснижение отношения сигнал/шум приблизительно на 1,37 дБ.3.4.2.Ста ти с ти ч е с к и ех а ра к те ри с ти к и и о ц ен к а точн остич а с то тн ы х д и скри м и н аторовСопоставляя принципы построения программируемых временных и частотных дискриминаторов, можно отметить, что наибольшие различия содержатся лишь в формировании исходныхданных. Так, при построении БД это образование временнойсвертки в пределах строба, а для функционирования ЧД формируется АЧХ фильтров БПФ.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
