Андреев В.С. - Теория нелинейных электрических цепей (1982) (1266495), страница 52
Текст из файла (страница 52)
6.26б) учитывающая влияние на него емкости С(4) и второго контура, помимо элементов самого контура, содержит еще две ветви: реактивную с емкостью Со а активную с сопротивлением /г = — 21/~/ЬСв~0о. Последнее оказывается отрицательным. поскольку активная компонента тока (6.85) находится в противо фазе с напряжением и,. С учетом (6.82) Рво = — 4/(Ь С) 'в~воЯ,о. (6.861' Из эквивалентной схемы следует, что резонансная частота первого контура вно= 1/ ):Ь!(С,о+Со). Аналогично резонансная чаг тота второго контура воо=1/ 'г' /о(Соо+С)- Наличие /г, (О обеспечивает возможность усиления колебаний на входной частоте, Отметим важную особенность: усилительные свойства двухконтурных параметрическиьт Усилителей в отличие от одноконтурных, не зависят от сдвигов фаз между сигналом и накачкой.
Это следует из независимости /г от фазовых соотношений между сигналом и накачкой. Как и в других типах усилителей, где усиление связано с введением отрицательного сопротивления, увеличение усиления в рассматриваемом параметрическом усилителе сопровождается уменьшением полосы пропускания. В итоге произведение коэффициента усиления по напряжению на полосу пропускания остается величиной постоянной, характерной для данного усилителя. 10" 2И Если ~0~ ~ «К»1 или со1АСЯ» 1созЬ СЯ»з ) 4, (6.87) в усилителе возникают автоколебания.
Вводя в (6.87) величины: т=ЛС/Сс — глубину модуляции паРаметРа, у1=С1с/Сс и уз=Сто/Сс — коэффициенты, определяющие степень влияния варикапа на настройку контуров, определяем значение ткр=4(у1+ й) (уз+1) Я)Юз, (6.88) при превышении которого возникают автоколебания.
Коэффициент усиления К напряжения на настроенном первом контуре равен добротности (,г', изображенного на рис. 6.20б контура: аз» вЂ” !йвн~ р ~ ! Рвн1 ~ Для достижения большего усиления в регенеративных параметрических усилителях нужно работать в режимах, приближающихся к критическому, Величины )(»1 и Я1 обычно большими сделать не удается, так как к пчим подсоединяется нагрузка. Поэтому получение большого усиления требует использования вспомогательного контура с большими )с„и Яз.
6.8. ПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ УМНО)КЕНИЕ И ДЕЛЕНИЕ ЧАСТОТЫ ПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ На частотах от килогерц до десятков мегагерц умножение частоты чаще всего осуществляется устройствами на транзисторах нли лампах (см. й 3.4). На СВЧ наиболее распространенными являются умножители на полупроводниковых диодах. Последние могут быть использованы для умножения частоты или как ~нелинейные резисторы (диодные умножители), характеризуемые вольтямперной характеристикой ((и) или сопротивлением )с(и), или как нелинейные реактивные сопротивления (варакторные' умножители), характеризуемые вольт-купонной характеристикой д(и) или емкостью С(и).
На рис. 6.21 приведены две основные схемы таких умножите лей. .параллельная — а м последовательная — б„ названия определяются способом включения диода. Принцип действия этих схем таков: при воздействии входного гармонического сигнала частоты оз1 напряжение на диоде н протекающий через него ток оказываются искаженными, содержащими гармоники частоты а~, .вы- ' другое название взрвкторных умножителей (епзрзметрнческне») менее удачно, нбо обычно входное н выходное нзпркженнп тзккх устройств имеют соизмеримые амплитуды, з потому рассматривать нелинейные зависимости С(п) н ч((п) кзк параметрические невозможно. ходной контур, настроенный на и-ю гармонику частоты ооь служит для ее выделения.
Поскольку оба контура подключены к нелинейному элементу одинаково, при анализе схемы рис. 6.21б необходимо учитывать зависимость протекающего через диод тока от входного и выходного напряжений, а на рис. 6.21а — зависимость на- 'Ф =~„.ооо а и) Рис. 6.21 пряжения на диоде от входного и выходного токов.
Исходное смещение Е в параллельной схеме подается на диод через дроссель й большой индуктивности, предотвращающий протекание переменного тока через цепь питания. В последовательной схеме протекание выглкочастотных токов через источник питания предотвращается блокировочным конденсатором Со„большой емкости.
Важнейшими параметрами рассматриваемых умножителей являются коэффициент преобразования Кю= ~ Ри!Рд (6.90) и КПД о)= 1Рл!/Ро (6.91 В (6.91) Р, — мощность, расходуемая источником смещения. Когда Ро=б„вели тина Лр приобретает смысл КПД. В аракторный умножитель частоты при работе в области обратных напряжений на диоде является устройством пассивным: единственным источником энергии выходных колебаний является источник входного сигнала. Поэтому мощность и-й гармоники Р„в выходном контуре не может быть больше мощности Р1'источника входного сигнала. Для определения Кр воспользуемся уравнениями Маяли и Роу.
Полагая,т=О, получаем из второго уравнения (6.71) Х"„"'"= ' о'"= — (Ро. ~+Ро,о+Ро,о+-.) =О. л7~ 3 десь Ро,=Р1 — мощность пеРвой гаРмоники; Ро, =Є— мощность и-й гармоники. Следовательно, Ю Р = — ~~~~ Р„. (6.92) Все мощности гармоник отрицательные, так как отбираются от нелинейной емкости; мощность Р, — положительна, При наличии в умножителе рис. 6.21 двух высокоизбирательных контуров, настроенных на частоты 1! и п1!, отличными от нуля, можно считать только Р, и Р„. Тогда Р = — Р, м коэффициент преобразования КР=1.
Теоретический коэффициент преобразованияя в ар актор!ного умножителя частоты равен 100%: и=- Уо+ ~~~ (! соз(гь!,1+о ), 2=1а+ Ь' У,соэ(за~(+(3,). (6.94) Заменяем для сокращения записи !а!1=т. Среднюю мощность, поступающую в нелинейный элемент на всех гармониках, определяем как 2и Ю йа = — ) ! ('г) и ('г) 4( т = ~~'„Рм 2п о ь=а (6.95) Ро=!об!ь Ри=- — 1иБьсоз(аь — (1ь) для А>1 (696) 1 2 являются средними мощностями соответствующих компонент. 254 КР= 1, (6.9З) т. е. вся мощность колебаний входной частоты превращается в мощность нужной гармоники. В действительности из-за наличия потерь в варакторах, неидеальной избирательности контуров и других факторов Кр варакторных умнбжителей оказывается несколько меньшим, достигая величин 70 †90 для а=2 н 60— 80% для п=З.
Для достижения столь высоких Кр применяют ряд мер, к числу которых относится применение вспомогательных контуров, настроенных на промежуточные гармоники (номера которых меньше и). Например, при умножении в 3 раза в схеме рис. 6.21а параллельно диоду подключается индуктивность Х.а (пунктир на рисунке), которая вместе с диодом образует колебательный контур, настроенный !иа частоту 2!о!, обеспечивающий возникновение в нем интенсивных колебаний этой частоты. В результате последующего совместного действия колебаний частот а! и 2в! мощность выходных колебаний частоты Зв! возрастает.
Вспомогательный контур должен обладать малыми потерями. В противном случае мощность Рм отбираемая от варикапа на второй гармонике, может оказаться соизмеримой с Рм и поскольку Р!= — (Р,+Рз), величина КР= ) Ра/Рг) уменьшится. При диодном умаоженми входного гармонического сигнала частоты в! напряжение и ток в нелинейном элементе могут быть записаны (6.98) Дифференцируем (6.94) по т: — = — ~' гУ,з!п(гт+а,), (6.97) 4!т г 1 Й вЂ” = — ~~!~', И„з)п(зт+~)„,) !!т в=! и вычисляем среднее значение интеграла от произведения (6.97) на (6.98) за период (6.99) зя! зт Лт о где Рь определяются из (6.96). Величину л! можно определить и иначе: о О Если нелинейное активное сопротивление положительно (!1!)г(и'= 0 и г(и/й)0), то Ьз>0, как интеграл (6.100) от положительной функции, Полагая, что отличными от нуля мощностями обладают только те гармоники, на которые настроены входной (в!) и выходной (пв!) контуры, получим из (6.99) Р,— и'~Р„~ =Ьь (6.101) В этом выражении учтено, что первая гармоника отдает в нелинейный элемент мощность Р!>О, а и-я потребляет.
Из (6 101) ) Р ~ = (Р! — й)) аппп. (6.102) Так как Ьа>0, 1р„!(р!!и! и Кр<\1л2. (6,103), (6.104) При ЛзжО в выражениях (6.103) и (6.104) знак неравенства должен быть заменен на знак равенства. Поскольку в мощность Р превращается лишь небольшая часть мощности Рь постУпающей в нелинейный элемент диодного Ум- ножителя, а на других частотах колебания с заметной мощностью возникнуть не могут, остальная часть мощности Р! превращается в мощность постони~ной составляющей Ро. Так как сумма мощно- стей, поступающих в нелинейный элемент и расходуемых в нем, должна быть равна нулю, можно (6.95) записать в виде Ьз= = — [ Ро1+Р! — ~ Рь ! =0 илн Р!= ~Р4)+(Ро~.
(6.105) Таким образом, при д!иодном умножении в мощ- ность лй гармоники пр ее р ащается не более 1Ьзй части мощности Р! входного колебания, а остальная ее часть, не меньшая (1 — 1/и')Р!, превращается в мощ- ность постоянной составляющей. Сравнение варакторных и диодных умножителей по коэффициентам преобразования, определяемым из (6.93) и (6.104), позволяет отметить преимущества. первых, возрастающих с увеличением кратности умножения. Так, при умножении в 2 раза максимальные величины Кв оказываются соответственно !ОО и 26%, при умножении в 4 раза — 100 и 6,25Ъ.
Йсли применить в умножителе диод с отрицательным сопротивлением (ди?Ж(О или сйЫи(О), то согласно (6.100) можно получить пс 0 и Кл)Цпо. Какова наибольшая величина Кв, в этом случае? Обратимся к схеме рис. 6.21б умножителя частоты в и раз, считая, что контуры точно настроены на частоты оп и пвь г в качестве нелинейного элемента используется туннельный диод ТД при смещении, соответствующем падающему участку характеристики. Напряжение на ТД и протекающий через ТД ток будут и=Со+и,+и = Ус+У, созт+К,оозпт, 1=-то+11 сов с+1осоз 2т+)з сов Зт+...„ где т=соФ.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
