Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 63
Текст из файла (страница 63)
Этн вопросы будут рассмотрены в дальнейшем. Таким образом, два обнаружителя — многоканальный н одноканальный — дают два значения времени поиска — минимальное н максимальное соответственно. Поскольку одноканальный обнару1О* 991 житель наиболее простой, то существует проблема создания мало- канальных обнаружителей на базе одноканальных, которые были бы относительно простыми и в то же время обеспечивали достаточное быстродействие.
При этом возможны различные процедуры поиска ШПС (96 — 98, 1061. Поиск в оптимальном многоканальном измерителе производится одновременно во всех каналах. Такой поиск называется параллельным. В отличие от него поиск, осуществляемый одноканальным измерителем, называется последовательным поиском. Иногда его называют также последовательным шаговым поиском.
Если такой поиск заключается в последовательном переходе к анализу соседней ячейки, то его называют иногда «слепым» нли поиском по методу перебора. Многоэтапный поиск заключается в следующем. Сначала на первом этапе относительно быстро просматривают все ячейки и отбирают те, в которых вероятность нахождения наибольшая. На втором этапе более детально просматривают отобранные ячейки и т. д.
Такой поиск можно осуществлять в несколько этапов. Полихотомический поиск заключается в том, что область параметров делят на Х частей и для каждой определяют вероятность нахождения ШПС. Затем выбирают часть с максимальной вероятностью и снова делят ее на Х частей и т. д. Простейший случай 1=2, что соответствует дихотомическому поиску. Возможны также специальные процедуры, основанные на алгебраических свойствах кодовых последовательностей, и т.
п. Более подробно эти процедуры и методы поиска будут рассмотрены в дальнейшем. 16. КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА ШПС И НЕКОГЕРЕНТНОЕ НАКОПЛЕНИЕ 16.1. Основы квавкопткмалькой обработкк ШПС Поиск ШПС во многом определяется их структурными свойствами, При больших базах ШПС обеспечить полную когерентную обработку всего сигнала весьма затруднительно. Поэтому часто используют комбинированную обработку — часть сигнала обрабатывается когерентно, а затем производится некогерентное накопление 112, 16, 661. Точно такое же положение при поиске — ШПС когерентно обрабатывается согласованным фильтром, а затем производится некогерентное накопление. Такая обработка ШПС называется квазиоптимальной, а соответствующие приемники— квазиоптимальными.
На рис. 16.1 представлена схема квазиоптимального приемника с когерентной обработкой ШПС и некогерентным накоплением, который предназначен для приема двоичной информации, передаваемой с помощью ортогональных сигналов. Приемник содержит два канала, в каждом из которых имеются согласованный фильтр (СФ), детектор огибающей (Д), некогерентный накопитель (НН1.
29з (16.6) Так. как операции вычитания и суммирования линейны, то их можно поменять местами. Поэтому квазиоптимальный приемник с некогерентным накоплением может быть построен по схеме, изображенной на рис. !6.2. В этом случае необходим только один некогерентный накопитель. 16.2. Помехоустойчивость квавиоптнмалъиого приемника Прн большом отношении сигнал-помеха на выходе согласованного фильтра д'~) 1 потерь за счет некогерентного накопления практически нет [121, т.
е. !1'ж 1 и для расчета помехоустойчивости квазноптнмального приемника можно использовать отношение сигнал-помеха д', рассчитанное по формуле (16.1). При этом вероятность ошибки в квазиоптимальном приемнике (рис. 16.1! 16.2) определяется известным соотношением: Р, =О,бехр( — Ь'/2), (16.8) где Ь' = Еэ/2 = Р, ТЩ1т',.
(16.9) При малом отношении сигнал-помеха на выходе согласованного фильтра д'О«1 потери могут быть значительны, т.. е. !)э«1! Для обеспечения надежного приема информации потери необхо-' димо компенсировать увеличением числа Я накапливаемых ШПС. Рассмотрим случай малых д'о более подробно. 294 гласованного фильтра в момент окончания этого ШПС для символа О..Если имеет место неравенство (16.4), то принимается решение, что был послан символ 1, если имеет место обратное неравенство, то принимается решение, что был послан символ О. В соответствии с неравенством (16.4) детектор огибающей в схеме квазиоптимального приемника (рис. 16.1) должен иметь характеристику вида 1и Тэ(х). В зависимости от отношения сигнал-помеха на выходе согласованного фильтра до детектор с характеристикой 1пуо(х) может быть либо квадратичным, либо линейным, так как 1п74(х) = 4 (16.6) х, х>) 1, И,)) 1).
Поэтому неравенство (16.4) преобразуется в следующее: при квадратичном детекторе 2 2 ~ч"„ри) ~ уы' э=! при линейном детекторе е е ~ "м) ~~)ьо (16.7) 4=1 4=1 (16.17), (16.18) В соответствии с (16.6) при малых д'э детекторы в квазиоп- тимальном приемнике на рис. 16.2 являются квадратичными и на выходе накопителя формируется величина 1' = ~, [Узм — Узза), (16.10) й-1 которая является суммой разности квадратов огибающих У'ы н У'ьо на выходах согласованных фильтров СФ~ и СФО. При приеме информации один из каналов содержит сигнальную н шумовую составляющие, а другой — только шумовую составляющую. Слу- чайная величина у распределена по закону Х' с я степенями сво- боды.
При д'О«1 число ()»1. Поэтому можно считать, что йри больших Я случайная величина У распределена по нормальному закону, характеристиками которого являются среднее значение и дисперсия. Полагая величины У'м и У'х, статистически независи- мыми, находим среднее значение Г= гп,(у') =Я [т, [У]) — шт(Уо)], (16.11) 4=М (У)=д[М,М)+М,(У )], (16.
12) где гп~(У'~), гп~($"о) — средние значения квадрата огибающей на выходе согласованных фильтров СФ, и СФ,, а М~(У',) и М,(У',) — дисперсии тех же огибающих. Положим, что У, со- держит сигнал и помеху, 1'а — только помеху. В этом случае [73] ш, [У',) = 2о' (1+ а'/2 оз), (16.13) М,(У',) =4о'(1+ — ', ), (16.14) ш~ [Уо) = 2оФ Ма (Уо) = 4 04 (16.15), (16.16) где а и о' — сигнальная составляющая и дисперсия помехи на выходе согласованного фильтра. Соответственно из (16.11), (16.12) имеем У=Яа', от~=1',14о'(2+а'~Ф), причем д' = а'/о' (16.19) является отношением сигнал-помеха на выходе согласованного фильтра. Распределение случайной величины У, в соответствии с ранее сделанными предположениями, является нормальным в(У)= ~ ехр[ — (У вЂ” У)'/2ог~].
(16.20) ')/2и о, Вероятность ошибки о Р, = ~ге(У)бУ=Р( — Ь„), (16.2! ) ~о ха. ПОИОБ И СИНХРОНИЗАЦИЯ ШПС ПО ВРЕМЕНИ В реальных условиях прн приеме информации в начале сеанса связи несущая частота сигнала н его время задержки в точне приема неизвестны.
Поэтому необходимо провести поиск и синхронизацию ШПС по частоте и по времени. На рис. 17.1 приведена схема приемника, предназначенного для приема двоичной информации. Ои состоит из стандартной части (ПР), включающей преобразователь частоты, усилитель промежуточной частоты, гетероднн. Эта часть приемника не рассматривается, так как она не влияет на поиск н синхронизацию ШПС. Кроме того, приемник включает схемы фаэовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) н автоподстройки времени (АПВ) первый перемножитель (х) н информационный коррелятор (ИК). Последний состоит из второго перемножителя ( х ), интегратора ()), решающего устройства (РУ), генератора ШПС (ГШПС) н генератора синхроимпульсов (ГСИ). ч 1 и1 1 1 1 1 Рис. 17.2.
Схема котерентиой АПВ Рис. 17.1. Карреинииониый приемник с ФАПх1 н АПВ Фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ) осуществляет поиск н синхронизацию по частоте. На выходе ФАПЧ имеется восстановленное значение несущей частоты сигнала в диапазоне промежуточных частот. Поэтому на выходе первого перемножителя ШПС переведен в область видеочастот. Таким образом, ФАПЧ обеспечивает синхронный прием информации при условии точной синхронизации по времени, которую в свою очередь осуществляет АПВ. После поиска ШПС по времени (измереиие задержки ШПС) АПВ обеспечивает синхронизацию ГШПС и ГСИ по времени, что необходимо для выделения информации.
ШПС с ГШПС поступают на вход второго перемножителя, на выходе которого модуляция по ШПС отсутствует. Короткие сннхронмпульсы ог ГСИ с частотой гт=ЦТ, где Т вЂ” длительность ШПС, управляют работой интегратора и решающего устройства. Совместно ФАПЧ и АПВ представляют собой синхронизатор (С». И ФАПЧ, н АПВ являются одноканальными следящими измерителями (рис. 15.16). Предположим, что ФАПЧ обеспечивает 297 достаточную точность восстановления несущей. Поэтому допустим, что неизвестным является только время задержки ШПС.
Поиску и синхронизации ШПС по времени посвящено много работ, см., например, 15 — 8, 13, 16, 16, 67, 68, 96 — 99, 102, 105, 1061. На основе этих работ в гл. 15 были приведены основные свойства следящих измерителей. Поскольку в данном параграфе рассматривается поиск и синхронизация ШПС по времени, то приведем основные схемы и параметры следящих измерителей времени,.которыми и являются АПВ. На рис. 17.2 представлена схема когерентной АПВ, предназначенной для поиска и синхронизации фазоманипулированных (ФМ) сигналов (7, 8, 15, 981, более точно для поиска и синхронизации М-последовательностей или близких к ним псевдослучайным последовательностям (ПСП).
На схеме рис. 17.2 не показаны элементы схемы поиска и схемы захвата, изображенные на рис. 15.16. Для данного материала они не являются принципиальными. Схема АПВ, представленная на рис. 17.2, является когерентной, так как для нормальной работы такой схемы необходимо восстанавливать частоту с точностью до начальной фазы. Так как схема предназначена для ПСП, то регистр сдвига (РС) из и каскадов является генератором ПСП длиной А/=2" — 1 и длительностью Т=Итм та — длительность одного импульса ПСП.
Сигнал с выхода второго перемножителя приемника, схема которого изобра.- жена на рис. 17.1, поступает на вход АП — на два перемножителя (см. рис. 17.2). На другие входы перемножителя подаются ПСП с и- и (и — 1)-го каскада регистра сдвига. Поэтому ПСП имеют сдвиг, равный тм Напряжения с выходов перемножителей поступают' на сумматор (+), который по сути дела выполняет функции вычитающего устройства, так как на один вход сумматора напряжение поступает с плюсом, а на другой — с минусом. С выхода сумматора напряжение поступает на усилитель с коэффициентом усиления К, затем на фильтр (Ф), затем на управляющий элемент- (УЭ), а затем на управляемый геператср (5! 1.
Цепочка УЭ и УГ преобразует сигнал ошибки (напряжение) в фазу тактовых импульсов, снимаемых с выхода УГ. Тактовые импульсы с частотой 1/т, поступают на регистр сдвига. Два перемножителя, сумматор и регистр сдвига образуют дискриминатор, точнее, временнбй дискриминатор. На рис. 17.3 представлены характеристики дискриминаторов. На рис. 17.3,а и б изображены центральные пики идеальных АКФ ПСП (к ним близки АКФ М-последовательностей), снимаемых с (л — 1)-го каскада регистра сдвига (рнс.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
