Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 64
Текст из файла (страница 64)
17.3а) и с и-го каскада. Между ними сдвиг по времени, равный то. На рис. 17.3,в изображена характеристика дискриминатора (рис. 17.2). Ее линейная часть имеет ширину ха в интервале (-:-то/2, то/2). Если ПСП на входе АПВ совпадает с ПСП от и —,1- каскада регистра сдвига, то на выходе сумматора напряжение равно — 1. Если ПСП на входе АПВ совладает с-ЛСП от п каскада регистра сдвига, то напряжение на выходе. сумматора равно 1 Ь промежуточном случае оно равно О. зэз Отклонение напряжения на выходе сумматора является сигналом ошибки, который усиливается затем усилителем, проходит через фильтр (экстраполятор на рис.
15.15) и через УЭ и УГ изменяет моменты появления (фазы) тактовых импульсов, определяющих ритм работы регистра сдвига. б) Рис. 17.4. Проиорцнонально-интегрирую- щий фильтр в) Дискриминатор может иметь большую ширину линейной части характеристики, если на перемиожители подавать ПСП, снимаемые с и-го и (и — 2)-го каскада регистра сдвига. ' При этом ПСП сдвинуты на 2то. Такая характе- истика изоб ажена на ис. 17.3 г. Р Р Р Ширина линейной части равна 2то АПВ с характеристикой'дисг) -и; криминатора, изображенной на рис.
17.3,в, обозначают АПВ1, и и с характерйстикой, изображенной на рис: 17.3;г — АПВ2 (АПВ1 обладает большей помехоустойчивостью (3], АПВ2 позволяет быстрее произвести поиск ШПС). Цепочка УЭ иУГ '(йногд» 'называется генератором; управляемым напряжением — ГУН) на рис. 97т2' под воздействием напряжения сигнала ошибки с выходи фильтра изменяет частоту следования тактовых импульсов а,=- ='2пгто., Временное положение тактовых импульсов'.является Ыс фазой.
Частота со и фаза ср связаны" известными соотношениями ы(1) = "ф~б,,(1) = ~ю(1) ж. (17.1) о ьрастота тактовых импульсов сот(1) =Кое(1), где "Ко.' — -' коэффи- 999 (17.3) циент передачи усилителя, фильтра и ГУНа, е(г) — сигнал ошибки на выходе фильтра.
Поэтому ~р (1) = К, ) е (1) й, (! 7.2) о т. е. ГУН является интегратором. Коэффициент передачи фильтра (экстраполятора) определяется из условий минимизации среднеквадратического значения сигнала ошибки. Ои во многом определяется характером изменения сигнала ошибки во времени. Оптимизация фильтра — серьезная математическая задача, решаемая на основе теории марковских процессов 173, 75, 103, 104, 1061. Не рассматривая всего многообразия фильтров и проблем их выбора, отметим, что наиболее часто используется пропорционально интегрирующий фильтр (ряс.
17.4). Его передаточная функция й(р)=(1+дт У(1+рт), где р — оператор Лапласа, постоянные времени т,=р, ~.в,)с, т,=к,с. (17.4) Отношение постоянных времени т=Т,!Ть Числитель в (17.3) характеризует предсказывающие (экстраполирующие) свойства фильтра, так как передаточная функция 1+рТ, является передаточной функцией форсирующего звена. Выражение 1/(1+рТ,) является передаточной функцией интегрирующего звена. Особенность пропорционально-интегрирующего фильтра заключается также в следующем. На высоких частотах напряжение на выходе фильтра пропорционально напряжению на входе, а в области нижних частот оно зависит от интеграла напряжения на входе фильтра. В дальнейшем будет использоваться параметр Рш 7 2!Т„ (17.5) который определяет полосу пропускания фильтра и практически является шумовой полосой 181 следящей системы, которой является АПВ.
В схеме АПВ измерение времени задержки сопровождается тремя видами шумов. Во-первых, шумами фильтрации, возникающими в схеме, (собствеиные шумы АПВ) при фильтрации сигнала ошибки. Они характеризуются дисперсией о'ф и зависят от спектральных свойств сигнала на входе АПВ. Во-вторых, шумами, возникающими из-за воздействия флуктуационных помех на входе АПВ. Оии характеризуются дисперсией Ф, и определяются свойствами помехи (шума) на входе АПВ и свойствами сигналов н приемного тракта.
В-третьих, нелинейными искажениями, которыми пренебрежем. Дисперсия шума фильтрации составляющей для АПВ 18) о~ ж т~э(Рм т,/2), (17.8) а дисперсия шумовой или помеховой составляющей ох ют~~(Р й/,/Р,), (17.7) где та — длительность импульса ПСП, Р, — мощность сигнала иа входе приемника Л/о — спектральная плотность мощности помехи на входе приемника. Как следует из формул (17.6), (17.7), действие шумов уменьшается с уменьшением Р— ширины полосы пропускания фильтра (17.5), т. е.
чем более узкополосным становится фильтр, тем меньше дисперсии шумовых составляющих (17.6), (17.7). Пороговое отношение сигнал-помеха Р,//У, можно найти из (17.7), полагая для АПВ2 что утроенное среднеквадратическое значение не выходит за пределы линейной части дискриминатора, т. е. если о жО,Зто. При этом пороговое отношение сигнал-помеха (Рс//УО)пор 10 Рш~ (17.8) т. е. чем меньше Р, тем меньше пороговое отношение сигнал- помеха. При изменении времени задержки в установившемся режиме возможны динамические ошибки. В АПВ с пропорционально-интегрирующим фильтром динамическая ошибка возможна только в случае, если время задержки изменяется с ускорением.
Прн этом динамическая ошибка 18] Ь т ж т/(2РШ)~, (17.9) где т=Рт(/)/АР. Из (179) следует, что динамическая ошибка тем меньше, чем больше Р, т. е. чем больше полоса пропускания фильтра. В этом отношении увеличение Р повышает быстродействие АПВ, но ухудшает помехоустойчивость. В самом начале процесса синхронизации, когда заканчивается поиск, разность т между начальным временем задержки / н истинным значением /а ие выходит за пределы характеристики дискриминатора, т. е. 1т~ =11 — /ю~ с.т~ для АПВ2.
Значение т в начальный момент является воздействием на АПВ, которая начинает обрабатывать это воздействие. Через некоторое время в течение переходного процесса АПВ отработает это воздействие и в установившемся режиме разность т=О. Длительность переходного режима 18] 7' р ж(5... 10)/Рш, (17.10) т. е. чем больше полоса фильтра, тем быстрее заканчивается переходной процесс. Исследование переходных процессов с помощью методов фазовой плоскости показало, что скорость перестройки времени задержки 18, !5] не должна превышать, примерно, т=дт/й ж 2Рмтв (17.11) т.
е. чем меньше Р, тем меньше скорость перестройки времени задержки. Например, если необходимо иметь сиорость перестройки зо) т=та(Т=1/)т', где Аà — число импульсов в ПСП, то г =1/2Т, т. е. полоса фильтра обратно пропорциональна удвоенной длительности ПСП. В тех случаях, когда ФАПЧ не может обеспечить подстройку частоты с точностью до начальной фазы, используется некогерентная АПВ (рис. 17.5) 18, 98, 99, 101, 1071.
Она состоит из двухканального коррелятора огибающей (КО), собственно АПВ (Ф, УЭ, УГ, РС) и выделителя информации (ВИ). Коррелятор огибающей Ива '1 1 1 1 1 1 рас. 17.5. Схема некогереатной' АПВ по сути дела является дискриминатором. На его вход с полосового фильтра (ПФ1) поступает снгнал и помеха. Допустим, что сигнал, переносит двоичную информацию в виде фазовой манипуляции (ФМ). Коррелятор огибающей состоит из двух каналов, в каждом .ВЗ которых расположены: перемножитель (Х), полосовой фильтр 1ЛФ2 или. Г(ФЗ) и квадратичный детектор (Д), Полосовые фильтры ПФ2 и ПФЗ необходимы для фильтрации удвоенной "щехоты. Две ПСЙ с отводов а- и (п — 1)-го каскадов регистра сдвига (РС) через.
перемножители (Х), на вторые входы которых вост)гпает опоРное колебание соз(ан1+тР) со вспомогательной частотбй ыь поступают на входы перемножителей корреляционных каналов (с нолоеовыми фильтрами ПФ2 н ПФЗ). В режиме слежения прн атвутатвин шумов задержка ПСП на входе коррелятора еагибающей равна ча)2 относнтйльно ПСП„снимаемой о (а — 1)ево каанада вв2 резистора сдвига, и опережает на то/2 ПСП, снимаемую с и-го каскада регистра сдвига.
При этом сигнал ошибки на выходе фильтра (Ф) равен нулю и цепочка управляющий элемент (УЭ)— управляемый генератор (УГ) поддерживает постоянной фазу тактовых импульсов, снимаемых с УГ. Цепочка УЭ вЂ” УГ называ. ется также ГУНом. Для того, чтобы выделить информацию, необходимо перемножить входное колебание с ПСП, которое совпадает по фазе с ПСП на входе. Для этого ПСП с (а — 1)-го каскада регистра сдвига задерживается на пол-такта, т.
е. на то/2 и подается на перемножитель в каскаде ВИ, на второй вход которого поступает колебание со вспомогательной частотой ыь С выхода ПФ4 снимается колебание, маиипулированное только информационной последовательностью. В этом колебании ПСП нет. С выхода ПФ4 напряжение должно поступать на оптимальный демодулятор сообщения (оптимальный приемник для приема двоич. ной информации). 17.2. Сравнение непрерывного и дискретного поиска ШПС по нреимн В гл. 15, 16 и в $17.! приведено достаточно много различных формул, определяющих поиск и синхронизацию ШПС по времени.
Эти формулы получены для различных, на первый взгляд, условий. Поэтому необходимо дать сравнение этих условий и оп. ределить основные факторы, определяющие поиск и синхронизацию ШПС по времени. Дисперсии Ф ошибки измерения времени многоканальным оптимальным измерителем определяется формулой (15.25). Эта формула выражает потенциальную помехоустойчивость, при .этом дисперсия (15.25) минимальна для заданного отношения сигналшум д'.
Многоканальный измеритель является дискретным измерителем, так как весь диапазон изменения времени разделяется на конечное число интервалов неопределенности, равное числу каналов. Схема АПВ реализует непрерывный поиск. Точность измерения времени в АПВ характеризуется двумя составляющими с диеперсией шума фильтрации о'е (17.6) и с дисперсией шумовой составляющей о' (17.7). Прежде всего отметим, что о'е«О', поскольку отношение Р то/2/Уо«1. Это действительно имеет место в ре..
альных ШСС, так как должно быть. Р,Т/2/Уа' 1, а отношение Т/то=г/»1. Поэтому в дальнейшем шумы фильтрации не рассматриваются. Для сравнения дисперсий (15.25) и (17 7) необходимо сначала выразить Р',е в (!5.25) через реальный параметр ФМ вЂ” ШПС длительность одиночного импульса то АКФ ФМШПС не имеет второй производной /7"„. Для приближенного решения задачи заменим центральный пик АКФ ФМ ШГ(С параболой: /г(т) =1 — (т/то)' при'1т!(то Прн этом й", = = — 2/т'а. Подставляя это значение Р"„в (1521), находим Р',е= =6/пт'ь.
Заменяя в (15.25) Е',е, согласно' найденному соотноше-' $03 нию, а' 3/и' н 4'=2Е /Ую, где ń— энергия накапливаемых ШПС, Уэ — спектральная плотность шума, получаем чр'таз Ы44Е . (17.12) В (17.12) ń— энергия ШПС, обрабатываемого когерентно. Положим, что длительность ШПС равна Т, а число накапливаемых ШПС равно Я. Поэтому из (17.12) пут~~ = И~74РДТ. (17.13) Сравнивая (17.7) с (17.13), находим, что схема АПВ обеспечивает потенциальную помехоустойчивость, если ее шумовая полоса Р =Ч4Г~Т. (17Л4) Из (17.14) следует, что шумовая полоса обратно пропорциональна длительности ШПС, обрабатываемого когерентно.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
