Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 67
Текст из файла (страница 67)
гэ 5 Рис. 17.9. Зависимость выигрыша по времени поиска при поиске ШПС с некогерентным накоплением по сравнению с последовательным поиском Л ла .Чд Г55 дц С уменьшением числа сегментов М, т. е. с увеличением базы сегмента Ве, отношение сигнал-помеха на выходе согласованного фильтра й'е (17.42) увеличивается и потери на некогерентное накопление уменьшаются. Постепенно с уменьшением М отношение сигнал-помеха й'о станет больше единицы и потерь не будет. Граничным значением числа сегментов является Мо=й'. При М(Мо йта)1.
Поэтому при М)М, можно полагать, что при накоплении 313 потерь нет. Следовательно, отношение сигнал-помеха на выходе накопителя в соответствии с (16.1) 9к=(~к~ю= ~.'йО= 2~кй'7М (17.53) где Я*, — число накапливаемых сегментов. Полагая, что и в этом случае должно выполняться условие (17.44), находим число накапливаемых сегментов Юг„' =5М. (17.54) При М=1 (согласованный фильтр обрабатывает весь ШПС) Я*к=5, что совпадает с (17.16). Значение Я*к=Якк. Подставляя его в (17.49) и учитывая, что 2„„=2Я„В, и полагая Я„=5, находим выигрыш во времени поиска ШПС алгоритма с некогерентным накоплением (точнее, квазикогерентным накоплением, также Ью)1) по сравнению с последовательным поиском у= 2В/М. (17.55) Отметим, что формула (17.55) справедлива при М(Ь'.
Соответственно формула (17.51) справедлива при М)Ь'. Максимальное значение 7 „=2В при М=1. Если В=2 104, то т „кв —— =46 дБ. Как было отмечено ранее, при одном и том же числе сегментов согласно (17.45) поиск различных ШПС при некогерентном накоплении сопровождается одинаковым временем поиска. Однако для реальных ШСС ограничивающим фактором является база ШПС В. Полагая базу ШПС В=сопз1, уточним влияние структуры ШПС на выигрыш по времени поиска. Для ФМ ШПС база ШПС В=У, база сегмента Вю=Ую, где У, № — число импульсов в ШПС и в сегменте. Поэтому согласно (17.51).
тфм= л'У,/У. (17.56) Именно эта зависимость отображена прямой ФМ на рис. 17.9, причем положено й'=20, У=В=2.104, №=Вю. У дискретных частотных (ДЧ) сигналов база В=М', где М-- число частотных каналов. При этом формула (17.45) справедлива и выигрыш для ДЧ ШПС удч =л ° (17.57) В свою очередь М=В, и при В=2.10' М=141. Значение выигрыша ук, к в =13 дБ отмечено точкой на линии ФМ (см. рис. 17.9).
У дискретных составных частотных сигналов с фазовой манипуляцией (ДСЧ вЂ” ФМ ШПС) база В=)ююМ', где Ую — база ФМ ШПС в одном частотном канале, М вЂ” число частотных каналов. При этом из (17.45) имеем 9„=10В/Ью)ю'ю. Поэтому выигрыш для ДСЧ вЂ” ФМ ШПС удсч-ем=о 4гю. (17.58) При Мю— - 32, й'=20 выигрыш равен' 28 дБ. 314 Однако этот выигрыш справедлив лишь для М)И'. Полагая Ь'=20, В=2 10', находим, что при М=20 длина сегмента А/,= =ВО=В/М'0=50.
Поэтому при А/0)50 выигрыш необходимо рассчитывать по формуле (17.55), которая для ДСЧ вЂ” ФМ ШПС принимает вид удсч-ем= 2)~ ~~~'о. (17.59) Эта зависимость справедлива при А/0)50. На основании (17.58), (17.59) построена кривая выигрыша, изображенная на рис. 17.9 линией ДСЧ вЂ” ФМ. Ббльший выигрыш ДСЧ вЂ” ФМ по сравнению с ФМ объясняется тем, что при ограниченной базе ШПС (при В=сонэ(=2 104) и одном и том же значении Ва — — В число сегментов в ДСЧ вЂ” ФМ ШПС в )ГВ/А/0 раз меньше, чем в ФМ ШПС.
Поэтому потери на некогерентиое накопление при поиске ДСЧ вЂ” ФМ ШПС меньше, чем при поиске ФМ ШПС, что и обусловливает меньшее время поиска ДСЧ вЂ” ФМ ШПС. Следует также отметить, что при одном и том же /у0 согласованный фильтр для сегмента ДСЧ вЂ” ФМ ШПС будет проще, чем согласованный фильтр для ФМ ШПС, так как полоса пропускания фильтра для ДСЧ вЂ” ФМ ШПС в М раз меньше полосы пропускания фильтра для ФМ ШПС, Наиболее простым является согласованный фильтр для сегмента ДЧ сигнала — в качестве его можно использовать полосовой фильтр с оптимально выбранной шириной полосы пропускания. Поскольку наибольший выигрыш по времени поиска при ограниченной базе ШПС обеспечивают ДСЧ вЂ” ФМ ШПС, то их целесообразно использовать в ШСС. 18.
ПОИСК И СИНХРОНИЗАЦИЯ ШПС ПО ВРЕМЕНИ И ПО ЧАСТОТЕ 18.1. Оптимальный квавикогерентный приемник с поиском ПШС по времени н по частоте Особенности поиска и синхронизации ШПС по времени и по частоте были подробно рассмотрены в гл.
15. На рис. 17.1 приведена упрощенная схема корреляционного приемника. Поиск ШПС и синхронизацию по времени обеспечивает схема автоматической подстройки времени (АПВ), а по частоте — схема фазовой авто- подстройки частоты (ФАПЧ). На рис. 18.1 представлена структурная схема оптимального квазикогерентного приемника с поиском ШПС по времени и по частоте [8, 15, 98, 99).
Он состоит из ФАПЧ, АПВ, двух перемножителей (Х), фазовращателя (и/2) и линии задержки (т0/2). Данный приемник является оптимальным, поскольку обеспечивает оптимальные оценки времени задержки н частоты. Посколь- зш ку частота н фаза сигнала на входе флюктунруют, то оценки не остаются постоянными. Поэтому приемник, схема которого представлена на рис. 18.1, является квазикогерентным. Схема ФАПЧ педставляет собой замкнутый контур, состоящий из фазового детектора (ФД), усилителя (1>о), фильтра (Фо), управляющего элемента (УЭо), управляемого генератора Г 1тяпч рис.
1Ь.1. Каазикогереатиый коррелакиоаиый ариемиик с поиском и сиикроик- заааей ао аремеии и ао частоте (УГо). Индекс «ф» означает подстройку по фазе. С выхода управляемого генератора снимается гармоническое колебание, частота которого совпадает с несущей частотой ШПС на входе приемника. Фаза колебания с выхода УГо опережает фазу ШПС на входе приемника на м/2. Гармоническое колебание с выхода УГо, яроходя через фазовращатель (и/2), поступает на вход второго неремножителя (Х), с выхода которого снимается вндеочастотное колебание. Схема АПВ, представленная на рис. 18.1, полностью совпадает со схемой АПВ, изображенной на рис. 17.2.
Схема АПВ представляет собой замкнутый контур, состоящий из регистра сдвига (РС), двух перемножителей (Х), сумматора (+), усилителя (1»ч), фильтра (Ф,), управляющего элемента (УЭ,), управляемого генератора (УГ ). Индекс «т» означает подстройку по времени. С выхода УГ снимаются тактовые импульсы, фаза которых изменяется во времени в соответствии с управляющим напряжением на выходе УЭ. Псевдослучайная последовательность 31$ (ПСП), снимаемая с (и — 1)-го каскада регистра сдвига, опережает на то/2 ПСП, содержащуюся в ШПС на входе приемника. Поэтому с выхода линии задержки (та/2) снимается ПСП, совпадающая с ПСП в ШПС.
Она передается на первый перемножитель (л,), с выхода которого снимается колебание, не содержащее ПСП. Опорная ПСП, снимаемая с выхода линии задержки (тэ/2), далее поступает в информационный коррелятор. Таким образом, АПВ н ФАПЧ связаны перекрестными связями: АПВ снимает модуляцию по ПСП и позволяет ФАПЧ работать с более узкими спектрами; ФАПЧ, в свою очередь, поставляет в АПВ квазикогерентное колебание, что позволяет АПВ работать с видеочастотными сигналами.
Приемник, схема которого представлена на рис. 18.1, является базовым. На его основе разработано много приемников, осуществляющих прием информации при слежении за временем задержки и за частотой 18, 15, 95, 97, 98, 101, 103, 1041, поскольку отли. чия в таких приемниках определяются видом передаваемой информации (ФТ, ЧТ, АТ), типом ШПС (ФМ, ДЧ, ДСЧ вЂ” ФМ), характером изменения времени задержки и частоты во времени, причем существуют когерентные и некогерентные приемники для всех этих условий. Этим и объясняется большое многообразие различных следящих приемников. Кроме того, следует учесть, что и слежение по частоте может быть сделано иа основе ФАПЧ (8, 100] или на основе схемы Костаса 181. Это еще более увеличивает многообразие схем следящих приемников.
Поиск ШПС по времени и по частоте в приемнике, представленном на рис. 18.1, осуществляется аналогично тому, как это производилось в следящем приемнике с АПВ, но уже с учетом необходимости поиска и по частоте. В начале сеанса связи задержка ШПС по времени и его несущая частота неизвестны и поиск может осуществляться следующим образом. Пусть частота управляемого генератора УГэ яриннмает минимальное значение. При этом значении частоты схема АПВ осуществляет поиск и синхронизацию по времени.
Если сигнал на данной частоте не обнаружен, то УГэ должен создать частоту следующего частотного интервала, а затем схема ЛПВ снова должна осуществлять поиск и синхронизацию ШПС но времени и т. д. Возможны и другие процедуры поиска. Например, схема АПВ перестраивается дискретно, а схема ФАПЧ непрерывно. Это не имеет принципиального значения. Важно то, что схемы АПВ и ФАПЧ должны пройти весь диапазон изменения времени задержки ШПС и изменения его частоты. 18.2.
Врака попека ШПС прп когереюпной абработке Ранее была показана идентичность следящего измерителя (АПВ) и дискретного измерителя. Поэтому для простоты рассуждений примем дискретные модели изменения времени задержки ы частоты. Время синхронизации (15.48) равно сумме времени зп а интервал Ьтж 1/2Р, ('18.4) где Р— ширина спектра. Число интервалов неопределенности по частоте определяется длительностью когерентного обрабатываемого ШПС, которая равна //Т. Поэтому число интервалов неопределенности по частоте равно т„= Р„/Л/, (18.5) а интервал Л/= 1/2ЯТ, (-1 8.6) где Рд — ширина доплеровского изменения частоты.
Так как число ячеек неопределенности в соответствии с (15.39) т=т,т„, то подставляя в это выражение (18.3) — (18.5), имеем гл= 4ЯВдв, где в =Р„т, В=РТ. (18.8) Соответственно из (18.1), (18.2), (18.7) находим относительное время поиска г,=т./т=4о вв. (18.9) При 9=5 получаем 2~ = 100 Вд В. (18.10) (18.7) з1в поиска и времени Вхождения в синхронизм. Но вхождение,в синхронизм возможно только при обнаружении ШПС. Поскольку обычно число ячеек неопределенности (15.39) велико, а ШПС со-.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
