Прокис Дж. Цифровая связь (2000) (1151856), страница 134
Текст из файла (страница 134)
Таким образом, псевдослучайная частота трансляции, введенная на передаче, восстанавливается на приеме путем смешивания выхода синтезатора с принимаемым сигналом. Результирующий сигнал демодулируется посредством демодулятора ЧМ сигнала. Сигнал для поддержания синхронизма ПШ генератора с принимаемым сигналом обычно извлекается из принимаемого сигнала. Хотя ФМ дает лучшее качество, чем ЧМ в канале с АБГШ, трудно поддерживать фазовую когерентность при синтезе частот, используемых в системах со скачками частоты Дело объясняется также условиями распространения сигнала различных частот по каналу.
так как сигнал «прыгает» от одной частоты к другой в пределах широкой полосы. Поэтому в широкополосных системах с СЧ обычно используется ЧМ с некогерентным детектированием. В системе со скачками частоты, показанной на рис.13.3.2, частота несущей скачет псевдослучайно на каждом сигнальном интервале. М частот, несущие информацию примыкают друг к другу и выбираются с интервалом 1 Т,, где Т, — сигнальный интервал.
Этот вид скачка частоты называется блоковым скачком. Другой вид скачка частоты, который меньше уязвим для некоторых стратегий постановки помех — это независимые скачки частоты внутри блока. В этой схеме М возможных частот модулятора выбирается с широким разбросом частотных полосок. Один метод такой реализации иллюстрируется на рис.13.3.3. Здесыи символов ПШ генератора и Й информационных символов используется для определения частотных полосок передаваемого сигнала. Скорость скачков частоты обычно выбирается равной или больше скорости передачи (кодированных или не кодированных) символов. Если имеется много скачков частоты на символ, мы имеем сигнал с быстрыми скачками. С другой стороны, если скачки совершаются со скоростью передачи символов, мы имеем сигнал с медленными скачками. 629 Рис.
13. 3 ть Блок-схема широкополосной системы с СЧ с независимым тоном Быстрые скачки частоты используются в антипомеховых приложениях, когда необходимо помешать определенному типу помех, называемых «преследующи и глушителем», чтобы он не имел достаточно времени для перехвата частоты и для ее ретрансляции так, чтобы создать интерференционные сигнальные компоненты. Однако здесь имеется ухудшение, вызванное делением сигнала на различные элементы со скачками частоты, поскольку из-за некогерентной обработки энергия отдельных элементов используется не полностью.
Следовательно, демодулятор испытывает ухудшение из-за некогерентного сложения, как описано в разделе 12.1, Широкополосные сигналы с СЧ были впервые использованы в цифровых системах связи, которые требовали АП проектирования и в системах СОМА, где многие пользователи работают в общей полосе частот. В большинстве случаев СЧ сигнал является более предпочтительным, чем широкополосный ПП сигнал из-за свойственных ему более высоких требований к синхронизации. В частности, в ПП системе синхронизация должна быть установлена внутри части интервала чипа Т, ю 1/1т" .
С другой стороны, в системе СЧ чип-интервал — это интервал, выделенный передаваемому символу в отдельной частотной полоске с полосой В «И'. Этот интервал примерно равен 1/В, что намного больше, чем 1/5'. Таким образом, требования к синхронизации в системе СЧ не так строги, как в ПП системе. В разделах 13.3.2 и 13.3.3 мы сконцентрируем наше внимание на А1 и СОМА применениях широкополосных сигналов с СЧ.
Сначала мы определим вероятности ошибки для кодированных и некодированных сигналов СЧ в присутствии широкополосной интерференции в виде АБГШ. Затем мы рассмотрим более серьезный вид интерференции, которая возникает в А1 и СОМА приложениях, называемый иарцпально-полосовой интерференцией. Определяются преимущества кодирования, получаемые при таком типе интерференции. Мы включили в обсуждение в разделе 13.3.3 пример системы СОМА с СЧ, которая была спроектирована для нужд подвижных пользователей спутникового канала. 13.3.1. Качество широкополосных сигналов со скачками частоты (СЧ) в канале с АБГШ Рассмотрим качество широкополосных сигналов с СЧ в присугствии широкополосной интерференции, характеризуемой статистически как АБГШ со спектральной плотностью мощности,У,.
Для двоичной ортогональной ЧМ с некогерентным детектированием при б30 медленных скачках частоты (1 скачок на символ) вероятность ошибки, полученная в разделе 5.4.1, равна Р— е ' (13.3.1) где у, = еь /.У, . С другой стороны, если символьный интервал разделить на Л подынтервалов и в каждом подынтервале передается двоичный сигнал ЧМ со СЧ; мы имеем сигнал СЧ с быстрыми скачками. При квадратичном сложении выходных сигналов от соответствующих согласованных фильтров для А подынтервалов, вероятность ошибки сигнала с СЧ, следующий из результатов раздела 12.1, равна Рг( ') — дь 1 е ~~~~~~(~ уь) (13.3.2) =о где ОСШ на бит у, = съ /.У, = Ьу., у, — ОСШ на чип в /.-чиповом символе и 1 ь-1-' 2Š— 1 к,=-~ (13.3.3) =о Напомним, что для заданного ОСШ на бит у вероятность ошибки, следующая из (13.3.2) больше, чем получаемая из (13,3.1).
Разница в ОСШ для заданной вероятности ошибки и заданном Ь названы потерями иекогерентного сложения, которые были описаны и проиллюстрированы в разделе 12.1. Кодирование улучшает качество широкополосного сигнала со СЧ на величину, которую мы назвали выигрышем кодирования зависящим от параметров кода. Допустим, что мы используем линейный (п,й) блоковый код и двоичную ЧМ с одним скачком на кодированный символ для передачи символов. При декодировании мягких решений, когда осуществляется квадратичная демодуляция ЧМ сигнала, вероятность ошибки кодового слова Р <~Р,(т), (13.3.4) где Р,(т) — вероятность ошибки при различении т-го кодового слова и кодового слова из одних нулей, когда действительно передается последний. Выражение для Р,(т) было получено в разделе 8.1.4 и оно имеет ту же форму, что (13.3.2) и (13.3.3) с заменой А на и „, и уь на уьЯ,и', где и — вес т-го кодового слова, а Л,— скорость кода.
Произведение Я,и„, которое не меньше, чем Я,а~.,„, представляет выигрыш кодирования. Таким образом, мы имеем оценку качества системы с СЧ с блоковым кодом при медленных скачках частоты и широкополосной интерференции. Вероятность ошибки при быстрых скачках частоты с п, скачками на кодовый символ можно получить, если переинтерпретировать вероятность двоичного ошибочного события Р,(т) в (13.3.4). Наличие и, скачков на символ можно интерпретировать как код с повторением„который, будучи соединен с нетривиальным (п„к) двоичным линейным кодом„имеющим распределение весов (и~„), дает (п,п„Й) двоичный линейный код с распределением весов (п,и„).
Следовательно, Р,(т) имеет форму (13,3.2) с заменой /. на (п,и ) у, на уьй.п,ъ, где Л, =К/п,п,. Заметим, что уьр,п,ь„= уьи „Цп,, что как раз определяет выигрыш кодирования, полученный нетривиальным (п„Ф)-кодом. Следовательно, использование кода с повторением ведет к увеличению потерь от некогерентного сложения. При 1~екодировании жестких решений и при медленных скачках частоты, вероятность ошибки на бит на выходе демодулятора при некогерентном детектировании равна 2 Е-2Р,п (13.3.5) Вероятность ошибочного детектирования кодового слова легко ограничить сверху, если использовать границу Чернова, так Р с ~~)„~4р(1-р)~ (13.3.6) а=2 Однако, при быстрых скачках частоты с и, скачками на кодовый символ и квадратичным сложением выходов от соответствующих согласованных фильтров для и, скачков, как это делается при декодировании мягких решений, при формирования двух величин для решения о кодовом символе вероятность ошибки на бит р теперь определяется (13.3.2) с заменой Л на п2 и у, на у,йп2, где Я.— скорость нетривиального кода (п„к).
Следовательно, качество системы с быстрыми скачками частоты и широкополосной интерференцией ухудшается относительно СЧ систем с медленными скачками на величину, равную потерям некогерентного сложения принимаемых сигналов от п, скачков. Мы видели, что как при декодировании жестких, так и мягких решений, использование кода с повторением в системе с быстрыми скачками частоты не дает выигрыша кодирования. Единственный выигрыш кодирования получается от (п„Й) блокового кода. Таким образом, код с повторением неэффективен в системе с СЧ с быстрыми скачками при некогерентном сложении. Более эффективен такой метод кодирования, в котором используется либо простой низкоскоростной двоичный код, либо каскадный код.
Дополнительное улучшение качества можно получить, используя недвоичные коды в соединении с М-ичной ЧМ. Границы для вероятности ошибки для этого случая можно получить из результатов, данных в разделе 12.1. Хотя мы рассчитали выше только качество линейных блоковых кодов, легко получить результаты качества для двоичных сверточных кодов. Мы оставим в качестве упражнения для читателя расчет вероятности ошибки на бит для декодирования по Витерби мягких и жестких решений сигналов с СЧ, пораженных широкополосной интерференцией. В заключение мы заметим, что энергию на бит 1~~ можно выразить так; $ = Р /Я, где Л вЂ” информационная скорость в битах в секунду, а,У, =,У /И'.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
