Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 125
Текст из файла (страница 125)
Нормированная функция рассогласования колокольного ЛЧМ радноимпульса. Находится путем подстановки (18.22) в (18.6): л 1+ р(т,Р) =ех — — т +2лтр+т„Р~ . (18.28) 2!т г При л = 0 выражение (! 8.28) переходит в (18.16). 18.4.3. Тела рассогласования и их сечения для прямоугольноао и колокольного ЛЧМ радиоимпульсое На рис. ! 8.7,а,б приведены вертикальные Р = сонм и горизонтальные р = сопят сечения тела рассогласования прямоугольного радиоимпульса, а на рис. 18.8,а,б — аксонометрические изображения тел рассогласования прямоугольного н колокольного радноимпульсов. В связи с частотной модуляцией сигналов тела рассогласования рис.
18.8 повернуты и вьпянуты (без изменения объема 1'г ) по отношению к соответствующим телам рассогласования рис. 18.3 и !8.4. Тела рис. 18.8 обладают поэтому только центральной симметрией р( — т, — г) = р(т„г), а симметрией относительно плоско- стейт=О,г =0 необладают. Для условий (18.5а), (18.27)„(18.28) при г// / г/т > 0 имеет место поворот против часовой стрелки, а при г(// а/т < 0 — по часовой стрелке.
Эффект сжатии ЛЧМ радионмпульсов и структура нх тел рассогласования. Эффект сжатия радиоимпульсов непосредственно вытекает нз формулы напряжения (16.50) иа выходе согласованною фильтра и поясняющего зту формулу рисунка 16.19. Чем шире спектр, тем большее число независимых гармонических составляющих складывается в фазе при / = /о+ а, тем уз<се пик радиоимпульса на выходе согласованного фильтра. Поскольку отклики согласованного фильтра характеризуются сечениями р = сопят тел рассогласования, этот же вывод непосредственно вытекает из геометрической структуры рассматриваемых тел. За счет рассмотренного «поворота» тела рассогласования ЛЧМ сигнала, вертикальное сечение его сужена по отношению к вертикальному сечению «гладкого сигнала», причем в тем большей степени, чем больше коэффициент широкополосностн и = тнд</. Форма сжатого радиоимпульса при Г = 0 определяется согласно (16.50) амплитудно-частотным спектром входного сигнала.
Фазочастотной спектр в отсутствие рассогласования (доплеровского, в частности) компенсируется фазочастотной характеристикой фильтра и ие влияет на форму выходного сигнала. В силу принципа наложения (суперпозиции) воздействий, справедливого для линейных систем, сжатые радиоимпульсы могут не перекрываться при перекрытии входных ЧМ (или фазоманипулированных) радиоимпульсов на входе фильтра. Этот эффект тем существеннее, чем больше коэффициент и. Разрешающая способность по времени запаздывания определяется, таким образом, не длительностью сигнала, а величиной, обратной ширине ега амплитудно-частатнаго спектра.
Последнее относится не только к согласованной фильтрации, но и к любой другой согласованной обработке, в частности, к корреляционной обработке на основе многоканальных (рис. 16.16) корреляционных устройств. Это непосредственно следует из четвертого (разд. 18.2.3) свойства тел рассогласования р(т, Г). Сечения Г = 0 этих тел определяются фурье-преобразованиями квадрата амплитудно-частотного спектра сигнала. Уровень боковых лепестков сжатого ЛЧМ радиоимпульса. Значительно ниже в случае скругленного амплитудно-частотного спектра (например, в случае колокольного ЛЧМ сигнала), чем в случае амплитудно- частотного спектра, близкого к прямоугольному (прямоугольный ЛЧМ сигнал).
Однако, прямоугольная огибающая зондирующего сигнала облегчает оптимизацию работы мощных каскадов радиопередающего устройства. Излучая такой сигнал, часто идут на скругление амплитудно-частотного спектра в приемнике за счет видоизменения амплитудно-частотной характеристики тракта промежуточной частоты, хотя это ведет к некоторым энергетическим потерям и к растяжению сжатого импульса. 18.4.4. Неопределенность дапьность— скорость ЛЧМ сианапое и пути евустранения Рассогласование ЛЧМ радиоимпульсов по частоте Г приводит согласно рис. 18.7, 18.8 и (18.27)-(18.28) к временному смещению сжатых радиоимпульсов т =-Р/(гУ/й) мТ т»Г//)/; (18.29) пропорциональному Г.
Знак минус соответствует положительному наклону <//'/ й закона частотной модуляции (рис. 18.6), знак плюс — отрицательному. При одноимпульсном радиолокационном зондировании и неизвестном доплеровском рассогласовании Р = = -2Ач</Хо возможна поэтому систематическая ошибка измерения дальности, пропорциональная рассогласованию по радиальной скорости Ьчг или же самой радиальной скорости ч„если обработка строится в расчете на Ьч,=О. Однако при не очень больших длительностях зондирующих радиоимпульсов та « 1/Гд величина скоростной ошибки в единицах времени, заметно меньшая длительности сжатого радиоимпульса, часто не имеет практического значения. Более того, при т»» 1 / Рд любой отсчет дальности в отсутствие шума можно считать безошибочным, относя его к моменту наблюдения, измененному на известную, не зависящую от Ьч, величину — /<Ьч< =~~ Хе — = /е/ —.
(18.30) 2! ' /' й //й' Он является прогнозом «будущего» при <8'/ й > 0 и ретроспективой с<прошлого» (обратным прогнозом) при <//7 й < 0 (см. разд 18. 7). Если принимается последовательность ЛЧМ радио- импульсов, то в ходе их вторичной обработки возможно достаточно точное определение текущей дальности и радиальной скорости, если время наблюдения превышает величину отношения /о / ~ ау / й ! [1.14, 2.121. 18.8.
Нелинейно-частотно.модулнрованнь<в когврентные сигналы Наряду с линейными законами модуляции частоты сигналов могут использоваться нелинейные: ° с плавно изменяющейся производной частоты, разд. 18.5.1; ° со ступенчатым законом изменения частоты, разд. 18.5.2, 1 8.5.3; ° со специальными видами изменения частоты в последовательности радиоимпульсов, разд. 18.5.4; ° с изменением частот по закону дельта-функций (фазовая манипуляция, разд.
18.6). 18.8.1. Частотная модуляция с изменением производной частоты сианала Частотнаи модуляции с плавным изменением производной частоты сигнала. Изменение <87</г позволяет округлять амплитудно-частотный спектр, а значит подавлять боковые лепестки тела рассогласования р(т, Р) в плоскости Р О. Абсолютное зна- ~ челне производной частоты повышают для этого на краях спектра сигнала (рис. 18.9).
Абсапотные значения спектральных плотностей 18(/)( на краях плавно понижают за счет ускорения пробега мгновенных частот. Описанный метод модулях г н ции требует повышенной стабильности закона изменения частоты и Рис. 18.9 273 можно получить з=о (! 8.30а) з!п[зг(М вЂ” !т, 1)Ь,) М з(п(ггЬ, ) (/(!)=~(/о(!-!,)е! ' л, б) Рис. 18.10 таят ттоьто.
р(т, 0) = з!и (яПт)/яПт, 274 аппаратуры обработки. Зато потери на рассогласование обработки (см. разд. 18.14) исключаются. Ступенчатые законы изменения частоты. Сводят частотно-модулированный радиоиипульс к частотноманипулированному. Точное воспроизведение сигнала и параметров аппаратуры обработки облегчается. При достаточно большом числе элементов сигнала возможно приближение тела рассогласования как к телу рассогласования ЛЧМ сигнала (разд. 18.4.3), так и к игольчатому телу рассогласования (разд. 18.2.4, 18.6.8) Частотно-маиипулированный импульс описывается выражением где М вЂ” число элементов сигнала в виде прямоугольных радиоимпульсов одинаковой длительности то без внутриимпульсной модуляции, временное смешение импульса !, = !/Т+ сопя!.
В отличие от случая (18.12) частота колебаний в !зм элементе отличается от несущей на Рн Функция рассогласования (18.б) принимает вид р(т, Р) = ~ ~~~ р(т — !, ч-!л, Р'+Р; — Ел)» ~=! л=! ехр(/2я(Елт+ Ег, — Г!, -ь Ел!л))) где ро(т, Е) — функция рассогласования радиоимпульса 1/о(!). Функция ро(т, Е) переходит в (18.17) только при Е,=Ел=О. Как и в (18.17), удобно ввести разностную переменную суммирования т = ! — !!. Считаем, что выполняется условие сомкнутости злеиентов радиоимпульса !, = (! — 1)то + !1, а также конечность интервала ненулевых значений (18.15) функции ро(т, Р). Можно ограничиться поэтому значениями т, удовлетворяю!цими не- равенству При заданных т и то неравенство удовлетворяется при двух целочисленных значениях т = т/ (/ = О, !), а именно при то = (т/то) и т! = то+ т/!т~ .
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
