Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 129
Текст из файла (страница 129)
При этом обеспечивают; ° одинаковые огибающие напряжений главных и боковых лепестков сигналов в парных фильтрах; ° противоположные фазы напряжений их боковых лепестков при совмещенных и сфазированных главных лепестках. Сложение сигналов парных фильтров (рис. 18.17,а) приводит к сигналу с нулевыми боковыми лепестками (рис.
18.17,б) [2.88, 2.101]. 18.7. Обобщенные время-частотные функции рассогласования когерентных сигналов Время-частотные функции рассогласования Вудворда (18.7) вводились для модели отраженного сигнала (18.5а) в пренебрежении деформацией его комплексной огибающей за счет движения цели. Это справедливо при не слишком больших длительностях сигналов, не слишком широких их полосах частот, невысоких скоростях движения целей, а также малых рассогласованиях.
Прогноз и обратный прогноз времени запаздывания (дальности) на большие промежутки времени исключались из рассмотрения. Функции рассогласования обобщаются ниже на большие длительности сигналов, широкие полосы частот и высокие скорости движения целей при сохранении гипотезы их равномерного движения. Предусматриваются возможности прогноза и обратного прогноза времени запаздывания (дальности цели) [1.14, 2.12]. Расчетные соотношения. Согласно разд. 8.7. ! и 13.2 Х(ба)»(/(/ — /эо — — /) е 2у, -/з г, с причем 2у,/с = — Р;//о.
Обобщенное выражение (18.6) Роо(т г)= ~(/(з)(/ [(1+Е/7о)в-т]е/зо"' ф ]!(/(в)/З а!в, — со — ы (18.33) где т, Š— по-прежнему рассогласования по времени запаздывания и доплеровской частоте. Трансформация функции рассогласования прн прогнозе времени запаздывания (дальности).
Пусть используется сигнал ограниченной протяженности (/(л/=О при в >А9, для которого справедлива вудвордовская функция рассогласования р(т,Р). Время запаздывания прогнозируется, однако, на большой интервал времени 9 так, что приходится обращаться к формуле (18.33), ограничиваясь в ней интервалом интегрирования !(!+И/]о)з — гав<69. Приближенно заменяя в пределах интервала интегрирования поправку (Р /Д ) в = (г //') 9, находим Роб (тУ)=ра (т Л=Р(т- — 9, Е) . 7о Прогнозирование 9>.0 ведет к скосу обобщенной диаграммы рассогласования одиночного радиоимпульса без внутриимпульсной модуляции (на рис. 18.18,а заштрихована). Обратный прогноз 9 <.0 скашивает диаграмму (рис.
18.18,а) в противоположную сторону. Ранее скошенная диаграмма ЛЧМ радиоимпульса (д/'/й > О), не заштрихованная на рис. 18.18,6, выпрямляется при выборе времени прогноза 9о = т„7о /А/'. б) а) Рис. 18Л7 280 ий /й 1,2 тя а) 6) Рис. 18.18 На рис. 18.19,а наложены обобщенные диаграммы рассогласования одиночных импульсов длительности т„двухимпульсной пачки без внутриимпульсной модуляции с интервалом между импульсами Т >т„.
Для первого импульса диаграмма рассогласования скошена за счет прогноза на время 9! = Т. Для второго импульса она не скошена 92 — — 0. Видно, что за счет наложения диаграмм, и время запаздывания в момент приема второго импульса, и скорость цели определяются с точностью, большей, чем по каждому из импульсов. 6) Ряс. 18.19 Аналогичное построение проведено иа рис.18.19,6 для двух одиночных ЛЧМ импульсов ( с(/"/й > 0 ) при 92 = О, 9! = 29о, где 9с = т„/с /Ц. Рис. 18.19,а можно привести к столь же симметричному виду, как и рис. !8.!9,6, если прогноз отнести к центру пачки (т.е.
положить 9! =Т/2 для прямого прогноза и 92 =-Т/2для обратного). Особенности больших и малых рассогласований. Прн обобщении на случай больших рассогласований тело рассогласования Вудворда для прямоугольной пачки импульсов на общей несущей частоте (рис. 18.4) деформируется в зависимости от момента времени отсчета. В частности, для момента отсчета, относящегося к центру пачки, оно растягивается вдоль оси т в областях !Г! > 0 (аналогично рис.18.19,6).
В радиолокационной технике, однако, пока распространен случай малых рассогласований. Так, например, растяжение (сжатие) пачек импульсов при движении цели часто учитывается следящими системами по дальности. Изменение доплеровской частоты аналогично учитывается следящими системами по скорости.
Текущие измерения проводят тогда при малых рассогласованиях принимаемых сигналов с ожидаемыми по дальности и скорости. В этих случаях можно пользоваться и вудвордов- скими функциями рассогласования. 18.8. Угло-частотные и угло-поляризационные функции рассогласования когерентных сигналов Согласно (18.5) структура угла-частотных и углополярнзационных функций рассогласования когерентного сигнала определяется зависимостью составляющих вектора Х(а) от параметра а, а значит, структурой антенно-приемного устройства (1.10, 1.30, 1.57, !.72]. Эквидистантная линейная антенная решетка в дальней зоне.
Рассмотрим М-элементную линейную антенную решетку с шагом Н н равномерным амплитудным распределением коэффициентов передачи напряжений на сумматор. За счет подбора сдвигов фаз эта решетка согласуется с плоской гармонической волной, падающей под уг- 0 з и лом 6 к нормали (рис. 18.20,а). Ожидаемое распределение комплексных амплитуд 0 напряжений каналов прие- 6) ма источника, расположенного в дальней зоне, в отРис. 18.20 сутствие направленности одиночных вибраторов и движения цели относительно антенны, при согласованной поляризации Х(гг,/)=е' ~', /=1,2,,М (18,34) 7= /(/;з(п0,-/з)п0)/с.
Если/; =/; то (18.35) совпадает с выражением нормированной характеристики направленности в функции угла прихода волны 6, (рнс. 18.20,6) при согласовании решетка для угла прихода 6 (максимуме характеристики направленности для этого угла). Прн/; ~/'выражение (18.35) позволяет оценить широкополосность ФАР, т.е. решеток с фазовращателями без линий задержки (см. разд. 7.3.7). К решеткам с линиями задержки можно прийти, объединяя пространственную обработку с временной, см. разд. 7.3.9. Линейная непрерывная антенна в дальней зоне. Фиксируя частоту и длину раскрыва решетки (рис.
18.20,а) /, = Ма! и устремляя число элементов М к бесконечности, находят функцию рассогласования для непрерывной линейной антенны: р(6,, Т„ 6, /.) = (18.36) Если же волна (18.34) в действительности приходит под углом 6, к нормали и на частоте/'„то выражения Х(0, /',) подсчитываются по формуле (18.34) после замены0 на6,и/ на /,.
Подставляя оба варианта выражений (18.34) в (18.5) и суммируя члены геометрической прогрессии ехр (-/2л(/ — )О) ат/, ьйп 0 — /з1п 6)/с), 1= 1, 2, ..., М, находят нормированную угла-частатную функцию рассогласования: р(//„~„К~) =р(7) =~з)п(Му)/Мз(ну), (!8 35) 281 Функция (18.36) описывает корреляцию гармонических распределений поля вдоль раскрыва антенны для приходящей и ожидаемой волн с пространственными частотами (я!и Ос)!Л, и (ьбп О)/Л соответственно. Разновидности записи угловых функций рассогласования.
При /,=г" угла-частотная функция рассогласования линейной непрерывной антенны переходит в угловую. Вводя разностный параметр рассогласования 9 =з!пО, -з!пО, угловую функцию рассогласования можно представить в вице з!п(яЕ9/Л) р(9) = яЕ9/Л Как и предыдущие, эта функция рассогласования относится к равномерному распределению амплитуды поля на раскрыве Е(х) = сопя!. В отсутствие рассогласования поЛя на раскрыве по пространственным частотам справедливо равенство: Ш2 гл2 р(0.,0) = ~ )Е(х)! е зглД(ипясчнвя) ' У !Е(т)~,(т -Е/2 — Е/2 (18.3ба) Когерентный поляризованный гармонический сигнал (см.
разд. 8.2.2). С точностью до множителя можно считать Х = !!1 Г!), где à — комплексное число, соответствующее эллиптической поляризации. При вещественных Г она вырождается в линейную, а при мнимьгх Г =е7'в круговую поляризацию. В силу (18.5) нормированная функл!ня рассогласоват ния регулярно поляризованных колебаний Х, = |!1 Г,!! и Х = 1!1 Г |( по их пояяризаиии имеет вид р(Гс, Г) = / 1 з ГсГв ! !./(1.~- ! Г, ! )(1-~- ) Г/ ) (18.37) Функция рассогласование двух линейно-поляризованных колебаний Г, = 18 у, и Г = 18 у (рис. 8.2,а) составляет р = !соя(у,— у)(.
Рассогласование любого круго -поляризованного колебания Г, = ф с линейно -поляризованным колебанием Г = 18 у определяется выражением р = 1!ч'2 . Пример утло-полиризацнониой функции рассогласования. Пусть элементами эквидистантной линейной антенной решетки являются идентичные вертикальные и горизонтальные вибраторы. Функция рассогласования 2М-элементной решетки зависит от рассогласований как по угловым, так и по поляризационным параметрам. Если по-прежнему не учитывать диаграмм направленности одиночных вибраторов, то р(О„Г„О,Г)=р(0„0) р(Г„Г), где р(0,, О) и р(Г„Г) определяются из (! 8.35) и (18.37).
18.8. Вопросы разрешения сигналов Рассматривается разрешение в процессе обнаружения сигнала, иначе, разрешение — обнаружение. Различают согласованное и рассогласованное разрешение. 282 Согласованное разрешение оптимально при обработке на фоне некоррелированной стационарной помехи без учета других сигналов, кроме ожидаемого.
Повышение качества разрешения обеспечивает выбор время- частотной или пространственно-поляризационной структуры сигнала. Рассогласаванное разрешение может быть иеадаптивным и адаптивным, поскольку для подавления мешающих сигналов приходится учитывать их особенности, отступая от согласованной обработки. Неадаптивнае рассагласованное разрешение рассчитывается на типичную ситуацию, например, на частотное подавление отражений от земной поверхности. Адаптивная рассогласованное разрешение приспосабливается к неизвестной ситуации. Адаптация, связанная с ее оцениванием, обсуждается в разд. 25.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
