1 (1075529), страница 6

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 6)

 опера­ц. усилитель в дифф-ом вкл.  математиче­ская операция вычитания.

R₁ = R₂ = R₃ = R₄  U_ВЫХ = -(U_ВХ1 – U_ВХ2)

R₃ = R₁, R₄ = R₂  U_ВЫХ = -(R₂/R₁)(U_ВХ1 – U_ВХ2)

R_ВХ по инвертирующему входу r_ВХ1 = R₁.

R_ВХ по неинвертирующему входу r_ВХ2 = R₃ + R₄, т.е. r_ВХ2 > r_ВХ1 (≠).

Это нарушает сим­метрию Ус.

Еще одним недостаток: работа операц. Ус. при больших синфазных U-ях.

-ют схемы дифф. Ус., сво­бодные от указанных недостатков схемы рис. 8, но они содержат 2 или 3 операц. Ус.

52. Линейные схемы на операционных усилителях: интегрирующий усилитель, дифференцирующий усилитель.

Рассмотрим идеальный интегрирующий усилитель.

По первому закону Кирх­гофа:

Инвертирующий вход будет точкой виртуаль­ного нуля (неинверти­рующий вход операц. усилителя имеет нулевой по­тенциал) 

После интегрирования уравнения получим:

 схема осуществляет матема­тическую операцию интегрирования.

Т.к. амплитудно-частотная хар-ка интегрирующе­го усилителя имеет завал в области высоких частот, то он устойчив к самовозбуждению.

Рассмотрим идеальный дифференцирующий усилитель.

По первому закону Кирхгофа: i_ВХ + i_ОС = 0.

Т.к. инвертирующий вход будет точкой виртуального нуля:



 схема математической операцию дифференцирования.

Недостатки дифференцирующего усилите­ля на практике:

склонность к самовозбуждению  подъема амплитудно-частотной хар-ки в области высоких частот.

В обеих схемах в цепи неинвертирующего входа м.б. включен компенсирующий резистор, сопротивление ко­торого R_K = R.

1 1. Эквивалентные схемы биполярного транзистора.

СЗТ могут соответство-вать их физ-им пар-рам, а также пар-рам, харак-щих их как линей-ный 4-х полюсник. Достоинство физ-их пар-ров в том, что они наглядны и непоср-но хар-ют физ-ие св-ва 3-х слойной п/п структуры. Их можно рассчитать по геометрии слоев и пар-рам материала, но их прямое изменение невозможно. Дост-вом пар-ров 4-х полюсника явл-ся то, что их можно измерить. СЗ позволяют упростить расчеты электронных схем. СЗТ в физ-их пар-рах предс-ся в виде Т-образной схемы, отражающей его структуру. Для включ тр-ра с ОБ и ОЭ они имеют вид:

Э ти схемы справедливы для лин-ых уч-ков статич-ких ВАХ тр-ра, когда его пар-ры можно считать неизменными, т.е. для малых изменений тока и напряж-ия. Пар-ры СЗ с ОБ: 1) r_э=dU_эб/di_э=φ_т/I_э (U_кб=const) дифференц-ое сопр-ие эммит-го перехода позволяет учесть связь м/у напряж-ми на Э переходе и протекающим ч/з него I_э. Его вел-на, в зависимости от I_э, м/б от единиц до десятков Ом; 2) объемное сопр Б r_б. Оно опр-ся в направ-ии прохождения Б тока в слое Б от границы Э перехода. r_б>r_э и составляет сотни Ом; 3) эквивал-ый источник тока αI_э. Он учитывает транзитную составляющую приращения I_э, проходящую ч/з Б в К; 4) r_к=dU_кб/di_к (I_э=const). Дифферен-ое сопр-ие К перехода (включ-ся в обратном направлении). Оно учитывает изменение I_к с изменением U_кб вследствие модуляции ширины Б. Его вел-на от 0,5 до 2 мОм; 5) источник напряж-ия μU_кб.

Он опр-ет напряж-ие внутри полож-ой обратной связи и отражает влияние эффекта модуляции Б на вх-ую цепь тр-ра. Т.к. μ мало (10^-4…10^-3), то этот источник часто в схему не входит; 6) емкости Э и К переходов С_э, С_к.

Дифф-ая и барьерная емк-ти Э перехода больше таковых К перехода, но т.к. С_э зашунтировано значительно меньшим сопр-ем (r_э), чем С_к зашунтир-но (r_к), то начиная с десятков кГц емкость С_к приходится учитывать, а С_э на этих частотах пренебрегают; 7)α=di/d…?… _кб=const) диффер-ый коэф-т передачи тока. Зависит от частоты усиливаемого сигнала. В обл-ти повышенных частот, где начинает сказываться время прохождения дырок ч/з Б, I_к и I_б отличаются по фазе от I_э, а коэф-т α умен-ся. Одним из основных пар-ров тр-ра явл-ся граничная частота f_α, при к-ой модуль комплексного коэф тока α ум-ся в √2 раз. В Т-образной СЗТ с ОЭ пар-ры r_э и r_б имеют тот же физ-ий смысл, что и в схеме с ОБ. Источник тока здесь показан, как βI_б, т.к. вх-ым током в этой схеме явл-ся I_б. Сопр-ие К перехода r*_к=r_к/(β+1), аналогично С*_к=С_к(β+1) и влияние ее в обл-ти повышенных частот значительно больше, чем С_э, поэтому С_э обычно не учитывают. Дифф-ый коэф-т передачи тока с ОЭ также частотнозависимый. Граничная частота f_β=f_α/(β+1), т.е. частотные св-ва тр-ра в схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ.

1 3. Работа биполярного тр-ра в импульсном режиме.

Основой схем импульсной и цифровой техники является транзисторный ключ, т.е. каскад на транзисторе, работающем в двух режимах: насыщенный (ключ открыт) и отсечки (ключ закрыт). Транзисторный ключ может быть построен по схемам с ОБ, ОЭ и ОК, однако, наибольшее распространение нашел ключ по схеме с ОЭ. Его схема с транзистором p-n-p-типа и выходные хар-и с линией нагрузки имеют вид: Линия нагр. а-б опис.я уравнением: . А точки ее пересечения с ВАХ тр. опр. напряжение на элементах и ток в вых. цепи. Рассм. режим отсечки тр. Это есть режим запертого сост., осуществляется подачей на его вход напр. «+» полярности (U_BX > 0. На рисунке а без скобок). При этом эм. переход тр. запирается и его I_Э = 0, а через рез. R_K и R_Б протекает обратный тепловой ток кол. перехода I_K0. этому реж. на ВАХ соотв. точка M_З (рис. б).

Знач. тока I_K0 явл. параметром режима отсечки. Чем он меньше, тем лучше. Вел. запирающего напр. U_BX⁺ выбирают из усл., чтобы при протекании I_K0 через R_Б вып. соотн.: (1). Рассмотрим режим насыщения тр. (откр. сост.). Он достиг. подачей на вход тр. напр. прот. полярности (U_BX < 0, на рис. а в скобках) и заданием опр. величины I_Б. Этому режиму на ВАХ соответствует точка М₀. при увел. отпир. I_Б (от нулевого значения) раб. точка из положения М_З будет перем. вверх по линии нагрузки, I_К расти, а напр. U_КЭ – уменьш. До нек. вел. (I_{Б нас}) будет сохр. проп. связь между I_К и I_Б : (2),

где - стат. или усредн. коэф. перед. тока тр. в схеме с ОЭ (а не диф. , хар-ий режим малого сигнала). Полному откр. тр. при i_Б = I_{Б нас} соотв. точка М₀ на ВАХ. При этом через него и через рези. R_К прот. ток: (3),

где U_{КЭ нас} падение напр. на откр. и насыщ. тр. Это напр. в зав. от типа тр. лежит в пред. от 50млВ до 1В, поэтому можно считать, что: (4).

О тсюда I_Б, при кот. тр. полн. открыт и насыщен: (5).

При дальн. увел. I_Б остат. напр. U_{КЭ нас} ост. практ. неизм., т.к. все кол. хар-ки при I_Б > I_{Б нас} прох. через точку М₀. Режим раб. откр. тр. при i_Б > I_{Б нас} наз. насыщенным, а отн. S = I_Б / I_{Б нас} – коэф. насыщ. тр. В реж. нас. тр. устойчив к возд. вх. помех и изм. коэф. , напр., с темп. коэф. насыщения в связи с этим выбир. в пред. от 1,5 до 3.

1 8. Эквивалентная схема полевого транзистора.

Схема замещения отражает взаимосвязь малых приращений входных и выходных сигналов. Наличие межэлектродных емкостей ограничивает рабочий диапазон частот полевого транзистора, на биполярных транзисторах можно достичь большей ширины полосы рабочих частот

Характеристики

Список файлов ответов (шпаргалок)