4_5испр (лекции по УППС (УПОС)), страница 2

4.6 ОСОБЕННОСТИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ СВЧ

4.6.1 СВЧ смесители на полевых транзисторах с затвором Шотки

Схема смесителя СВЧ на полевом транзисторе с затвором Шотки (ПТШ) приведена на рис.4.16. Колебания гетероди­на и сигнала на затвор подаются через направленный ответвитель (НО). Отрезок микрополосковой линии (МПЛ) длиной l₂  _C4 и короткозамкнутый шлейф длиной l₁ = _C4 выполняют функции фильтров сигнала и согласующих цепей одновременно. Через шлейф подается напряжение смещения на затвор Е_З. В выходной стоковой цепи транзистора помимо фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) используется ФВЧ, функ­ции которого выполняет короткозамкнутый отрезок линии длиной l₃ = _C2. обеспечивающий к.з. на частоте гетеродина и частично ослабляющий колебания других комбинационных частот во избежание перегрузки УПЧ напряжением гетеродина. Через l₃ подается напряжение питания на сток транзистора. На схеме С_Р — раздели­тельные конденсаторы, C_Ф и R_Ф — конденсаторы и резисторы фильтров в цепи питания.

Недостаток схем на рисунках 4.15 и 4.16 – в необходимости большой мощности гетеродина из-за ослабления ее в НО. Схема на полевом транзисторе с двумя затворами Шотки лише­на этого недостатка – рис. 4.17.

Колебания сигнала подводятся к первому за­твору через отрезок микрополосковой линии (МПЛ) длиной l₁  _C4, а колебания гетеро­дина через отрезок линии длиной l₂  _Г4 – к второму затвору. Этим обеспечивается хорошая развязка цепей сигнала и гетеро­дина без громоздких мостов или направленных ответвителей НО. Отрезки МПЛ длиной l₁и l₂ выполняют функции согласующих цепей между источниками сигнала и гетеродина и входами транзистора. Исходные смещения на за­творы подаются через короткозамкнутые шлейфы длиной l_З1  _C4 и l_З2  _Г4. Разомкнутый шлейф длиной l_З = _C4 обеспечивает к.з. стока для колебаний гетеродина.

Для преобразователей СВЧ характерно многократное взаимо­действие колебаний комбинационных частот. В частности, сильны эффекты, обусловленные обратными и вторичными преобразова­ниями. При обратном преобразовании выходное напряжение с часто­той f_ПР создает на входе смесителя наряду с напряжением сиг­нальной частоты f_С = f_Г ± f_ПР колебание зеркальной частоты f_З = f_С  f_ПР. В результате вторичного преобразования входное на­пряжение зеркальной частоты образует на выходе смесителя ко­лебание с частотой f'_ПР = | f_З  f_Г| = f_ПР. Фаза это­го колебания зависит от многих факторов и, как правило, отли­чается от фазы напряжения промежуточной частоты, получаемо­го при основном преобразовании, что может приводить к частотным и фазовым искажениям сигнала.

Колебания зеркальной частоты (ЗЧ) в смесителе могут возникнуть и без обратного преобразования из-за непосредственного взаимодействия колебаний сигнальной частоты и второй гармони­ки гетеродина

2f_Г  f_С = f_Г  f_ПР = f_З.

В этом соотношении верхний знак «» соответствует случаю f_Г < f_С, нижний  при f_Г > f_С.

В результате прямого преобразования на выходе смесителя вместе с колебанием разностной частоты f_ПР появляется и колебание суммарной частоты (СЧ) f_СЧ = f_С + f_Г.

При обратном и вторичном прямом пре­образованиях создается напряжение с частотой f_С на входе f"_С = f_СЧ  f_Г и с частотой f_ПР на выходе смесителя, причем при f_Г < f_С имеем

f"_ПР = f"_С  f_Г,

а при f_Г > f_С получаем f"_ПР = f_Г  f"_С.

Фазо­вые сдвиги между продуктами основного и вторичного преобразований, как и для зеркальной частоты (ЗЧ), могут быть значительными и существенно зависеть от частоты.

Для предотвращения частотных и фазовых искажений из-за влияния колебаний зеркальной и суммарной частот применяют смесители с использованием энергии комбинационных частот путем отражения или поглощения этих колебаний в специальных фильтровых схемах.

Транзисторные смесители с поглощением ЗЧ и СЧ удается сделать более ши­рокополосными, но они уступают смесителям отражательного типа по усилительным и шумовым характеристикам. При построении та­ких смесителей обычно используются фазовращатели (ФВ) и ферритовые циркуляторы (ФЦ).

Схема смесителя с поглощением ЗЧ – на рис. 4.20.

Ферритовый циркулятор на частоте сигнала работает как вентиль. Колебания ЗЧ, по­ступающие от транзистора к плечу 3 ФЦ, поглощаются в согла­сованной нагрузке (СН). Применение ФЦ уменьшает также излу­чение гетеродина в цепь источника сигнала.

Для подавления радиопомех, проникающих на вход ПЧ на час­тотах побочных каналов приема, помимо фильтровых способов широко применяются компенсационные способы, используемые в балансных, кольцевых и двухканальных смесителях.

4.6.2 Балансные смесители

Балансные транзисторные смесители (БТС) состоят из двух одинаковых транзисторных каскадов в сочетании с мостовыми устройствами. В отличие от балансных усилителей в БТС имеется дополнительная возможность балансировки подбором фазы гетеродина. В балансных смесителях применяются синфазные, квадратурные и противофазные мостовые устройства.

Схема балансного смесителя на рис.4.21 содержит пару двухзатворных полевых транзисторов Шотки (ДЗПТШ) и два противофазных мостовых устройства (ПМУ) на входе и выходе. Смесительные транзисторы возбуждают­ся источником сигнала противофазно, а гетеродином — синфазно. Выходные колебания промежуточной частоты на стоках противофазные, по­этому их надо суммировать с помощью противофазного мостового устройства (ПМУ).

В схе­ме на рис.4.21 функцию выходного ПМУ выполняют два фазовращателя Фв с об­щим сдвигом фаз 180° и сумматор . Балансные транзисторные смесители (БТС) существенно ослаб­ляют побочные каналы приема с четными гармониками вход­ного сигнала. В частности, подавляются каналы полузеркальной частоты f_ПЗ = f_С ± 0,5f_ПР. Как и балансные усилители, балансные транзисторные смесители (БТС) обладают большим динамическим диапазоном и лучшим коэффициентом стоячей волны по сравнению с несимметричными схемами смесителей на одном транзисторе.

4.6.3 Кольцевые смесители

Кольцевые транзисторные смесители строятся на основе двух балансных смесителей. Кольцевые смесители подавляют побочные каналы приема с четными гармониками и сигнала, и гетеродина. По сравнению с БТС они обладают лучшими характеристиками по мощности насыщения и интермодуляционным искажениям, по­являющимся при воздействии нескольких высокочастотных помех.

В балансных и кольцевых преобразователях не подавляются каналы зеркальной частоты. Их ослабляют с помощью полосовых фильтров (ПФ) в пре-селекторе, но часто требования к характеристикам таких фильт­ров технически невыполнимы, особенно при низкой промежуточ­ной частоте f_ПР « f_С. Для подавления каналов зеркальной частоты (ЗЧ) строятся дву­канальные компенсационные схемы, аналогичные схеме на рис.4.14. Компенсационные схемы составляются из двух смеси­телей, в качестве которых могут быть использованы любые из рас­смотренных схем, в сочетании с фазовращателями. Вариант двуканаль­ного компенсационного смесителя на 2-хзатворных ПТ с подав­лением ЗЧ – на рис.4.23. В качестве формирователя квадратур на входе смесителя используются первое квадратурное мостовое устройство (КМУ-1), а в качестве квадратурного сумматора колебаний промежуточной частоты f_ПР на выходе ПЧ используются второе квадратурное мостовое устройство (КМУ-2).

Блоки КМУ обеспечивают фазовые сдвиги на 90° между выходными сигналами, улуч­шают согласование смесителя с источником сигнала и нагрузкой. КМУ-1 обеспечивает подачу сигнала на первые затворы транзисторов со сдвигом 90°, колебания гетеродина подаются на вторые затворы тех же тран­зисторов в одинаковой фазе. Как и в схеме на рис. 4.14 полезные продукты пре­образования на выходе второго КМУ (рис. 4.23) складываются синфазно, а колебания зеркальной частоты гасятся в согласованной нагрузке.

При описании сложных процессов, протекающих в преобразо­вателях СВЧ, их необходимо рассматривать в виде многочастот­ной системы, характеризующейся многократным взаимодействием колебаний различных частот. Аналитическое рассмотрение боль­шого числа взаимодействующих на нелинейном элементе частот является весьма сложной задачей. Поэтому при анализе исполь­зуется линеаризация характеристик преобразовательных элементов (ПЭ) относительно колебаний сигнала и ком­бинационных частот. Уровни этих колебаний полагаются малыми по сравнению с уровнем колебаний гетеродина. Тогда ПЭ в режиме преобразования можно представить квазилинейным мно­гополюсником. Число полюсов многополюсника определяется чис­лом взаимодействующих частот и степенью сложности эквива­лентной схемы транзисторного ПЭ.