4_5испр (лекции по УППС (УПОС))

4.5 СХЕМОТЕХНИКА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ

4.5.1 ТРАНЗИСТОРНЫЕ СХЕМЫ

Для преобразования частоты используют как полевые (ПТ), так и биполярные (БТ) транзисторы. Преобразование происходит вследствие изменения крутизны характеристики прямой передачи под действием напряжения гете­родина. Возможны различные варианты схем подачи напряжения сигнала и гетеродина на смесительные элементы.

На рис.4.8 – схемы преобразователей с отдельным гетеродином на ПТ и БТ. В первой схеме напряжение сигнала подано в цепь затвора, а напряжение гетеродина – в цепь истока. По сигналу получается схема с общим истоком (ОИ), а для гетеродина – схема с общим затвором (03). Во второй схеме на­пряжение сигнала подается в цепь базы, а напряжение гетероди­на – в цепь эмиттера. Этим достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина.

Хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина и высокая ус­тойчивость против самовозбуждения в широком диапазоне частот достигаются в каскодных смесителях. На рис. 4.10 – ва­риант схемы, в которой напряжения сигнала и гетеродина поданы на базы разных транзисторов.

Аналогично можно построить каскодный смеситель на ПТ.

Преобразовательный электронный прибор — транзистор можно использовать одновременно и для генерирования колебаний. В этом случае преоб­разователь называется генерирующим (автодинным). Но опти­мальные режимы для генерирования и для преобразования частоты неодинаковы. Стабильность частоты генерации получается низкой, поэтому автодинные ПЧ используются только в недоро­гих приемниках невысокого класса. В профессиональных РПрУ используются ПЧ с отдельным гетеродином.

Режим по постоянному току смесителей выбирают так, чтобы работать на нелинейном участке ВАХ прямой передачи и по воз­можности использовать участок с линейным изменением крутиз­ны этой характеристики – рис.4.11. Из графика на рис.4.11, а) следует, что ам­плитуда первой гармоники крутизны  0,5(g_21max – g_21min), a крутизна преобразования по первой гармонике согласно (4.19) G_21пр= 0,5  0,25(g_21max – g_21min).

В режиме усиления можно использовать g₂₁ = g_21max, следовательно, крутизна в режиме преобразования меньше крутизны в режиме усиления.

Анализ ПЧ на БТ возможен с использованием экспоненциальной аппроксимации характеристик. Например, входная характеристика БТ в схеме ОБ i_Э = f (u_БЭ) хорошо аппроксимируется экспонентой

i_Э = i₀( – 1), (4.29)

где i₀ и b – параметры экспоненты, определяются из реаль­ных характеристик транзистора.

Учитывая соотношение i_K = h_21б i_Э и выражение (4.29), определяем крутизну

g₂₁ = di_K/du_БЭ = h_21б di_Э /du_БЭ = h_21б bi₀ . (4.30)

Здесь u_БЭ = U_Б0 + U_Гcos_Гt; U_Б0 – исходное напряжение на базе в рабочей точке. Представим (7.30) рядом Фурье

g₂₁(t) = bI_K0[J₀(bU_Г) + J_k(bU_Г) cosk_Гt]. (4.31)

В этом выражении I_K0 = h_21бI_Э0 = h_21б i₀ – ток коллектора в рабочей точке; J₀(bU_Г) и J_k(bU_Г) — модули функций Бесселя мни­мого аргумента первого рода нулевого и k-го порядков. Из (4.31) находим среднее значение крутизны и крутизну преобразования:

 bI_K0J₀(bU_Г);

G_21пр= 0,5  bI_K0J_k(bU_Г). (4.32) |

Входные и выходные сопротивления транзистором в режиме преобразования приблизительно в 1,5...2 раза больше, чем в ре­жиме усиления, а входные и выходные емкости в режиме усиле­ния и преобразования фактически одинаковы.

ПТ имеет квадратичную сток-затворную характеристику, этим обусловлена линейная зависимость крутизны этой характеристики g₂₁ от U_ЗИ – рис.4.11, б). Исходное смещение на затворе U_ЗИ0 берут равным половине напряжения отсечки U_ЗИ0 = 0,5U_ОТС и амплитуду напря­жения гетеродина U_Г равной U_ЗИ0, чтобы полностью использовать линейный участок изменения крутизны и не заходить и область появления токов затвора. При этом амплитуда первой гармоники крутизны = 0,5 g_21max = , где — крутизна в рабочей точке. Крутизна преобразования G_21пр= 0,5 = 0,5 . Как видно, крутизна преобразования G_21пр в 2 раза меньше крутизны в режиме усиления при том же напряжении смещения на за­творе U_ЗИ0. В рассмотренном режиме без отсечки амплитуды выс­ших гармоник крутизны (при k > 1) равны нулю, следова­тельно, будет только два побочных канала приема: зеркальный и прямого прохождения.

Для интегрального исполнения ПЧ часто используют баланс­ную (рис. 4.12) или двойную балансную схему – рис. 4.13.

4.5.2 Балансный преобразова­тель с применением дифференциальных каскадов (рис.4.12) выполняет функцию аналогового перемножителя на­пряжений сигнала u_С и гетеродина u_Г.

гармоник и составляющие токов шумов гетеродина, имеющие в обоих транзисторах одинаковые фазы, взаимно ком­пенсируются и не создают напряжения в выходных цепях. Под действием напряжения гетеродина меняется крутизна характерис­тики каждого из транзисторов VT₁ и VT₂.

На базы транзисторов смесителя действуют противофазные напряжения сигнала – составляющие тока промежуточной частоты также противофазные. В выходном контуре используется встречное включение витков катушки индуктивности, поэтому противофазные составляющие токов промежуточной частоты в итоге складываются. В балансном преобразователе происходит компенсация четных гармоник преобразуемого сигнала. В частности компенсируются помехи с частотами полузеркальных каналов f_ПЗ = f_Г  0,5 f_ПР. В схеме на рис. 12 не выполняется баланс по одному из входов – напряжение с частотой гетеродина f_Г присутствует на выходе. Этот недостаток можно устранить балансировкой по двум входам.

4.5.3 Компенсация помех зеркаль­ного канала

Преобразователь с компенсацией помех зеркаль­ного канала содержит два канала – рис. 4.14. Принцип работы двуканального компенсатора с фазовым подавлением состоит в том, что принимаемый сигнал в разных каналах имеет одинаковую фазу и при суммировании в общем тракте удваивается, а зеркальные помехи противоположны по фазе и компенсируют друг друга.

Напряжения сигнала основного канала u_C = U_Ccos(_Ct + _C) и помехи зеркального канала u_ЗК = U_ЗКcos(_ЗКt + _ЗК) подаются на смеситель СМ₁ непосредственно, а на смеситель СМ₂ через фазовращатель ФВ₁ со сдвигом по фазе на π/2 радиан. Частота основного канала f_С = f_Г  f_пр, а частота зеркального f_ЗК = f_Г+ f_пр. На выходе СМ₁ после фильтра промежуточной частоты ФПЧ выделяется напряжение промежуточ­ной частоты основного и зеркального каналов:

u_C1 = К_ПU_C cos[(_Г  _C)t + _Г  _C],

u_ЗК1 = К_ПU_ЗК cos[(_ЗК  _Г)t + _ЗК  _Г].

Здесь К_П — коэффициент передачи смесителя вместе с ФПЧ.

На выходе СМ₂ после ФПЧ (коэффициент передачи фазовращателя

полагается равным единице) u_C2=К_ПU_Ccos[(_Г  _C)t+_Г (_C+ π/2)],

u_ЗК2 = К_ПU_ЗК cos[(_ЗК  _Г)t + _ЗК + π/2 _Г].

После фазовращателя Фв₂ фаза _C2 сигнала второго канала u_C2 оказывается та­кой же, как фаза _C1 сигнала u_C1 первого канала _C1 = _C2 = _Г  _C, а фаза помехи u_ЗК2 отлича­ется от фазы u_ЗК1 на π радиан. При одинаковых коэффициентах переда­чи трактов смесителей напряжение сигнала на выходе сумматора удваивается, а напряжения зеркальной помехи взаимно компенсируются и на выходе отсутствуют.