3.4 ЭЛЕКТРОННАЯ НАСТРОЙКА

Интегральная технология вытеснила из аппаратуры громоздкие механические блоки конденсаторов переменной емкости – для настройки контуров применяют варикапы. Главное, преимущество варикапов – малые размеры, механическая надежность, простота автоматического и дистанционного управлений настройкой.

Варикапы включаются в колебательный контур – рис.3.9. Напряжение на диодах-варикапах регулируется потенциометром. Резистор R нужен для уменьшения шунтирующего действия на резонансный контур цепи управления настройкой. Недостаток варикапов в сравнении с конденсаторов переменной емкости – нелинейность при больших уровнях сигналов и помех. Повышать линейность можно применением балансных схем, например, встречно-последовательным включением двух варикапов – рис. 3.9, б).

Для настройки контуров с помощью варикапов целесообразно применять не механические регуляторы напряжения со скользящими контактами, а электронные источники регулирующего напряжения – синтезаторы напряжения. Они содержат генератор импульсов и цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), являющийся источником ступенчатого настроечного напряжения колебательного контура. Управляющее устройство для настройки может содержать микропроцессор (МП), запоминающее и программное устройства, а также органы ручного управления.

Поддиапазоны можно переключать скользящими контактами или электронными ключами, например, коммутационными диодами. Низкая надежность переключателей со скользящими контактами затрудняют автоматическое и дистанционное управление переключением. Электронные ключи на коммутационных диодах просты и надежны, позволяют осуществлять автоматическое и дистанционное управление полностью на электронных узлах. Недостаток – нелинейность диодных ключей при сильных помехах, которая приводит к ухудшению многосигнальной избирательности.

Переключение поддиапазонов – более сложная задача, чем электронная настройка. Поэтому разработчики радиоаппаратуры стараются обойтись без переключения поддиапазонов. Такая возможность имеется при инфрадинном построении приемника, когда первая промежуточная частота выбрана выше максимальной частоты диапазона приемника.

3.5 ОДНОКОНТУРНЫЕ ВХОДНЫЕ ЦЕПИ

Одноконтурные входные цепи (ВЦ) отличаются главным образом способами связи колебательного контура с антенной и первым активным элементом (АЭ) приемника. Общие соотношения, характеризующие работу одноконтурных ВЦ на данной частоте, не зависят от видов связи контура, поэтому рассматривать эти соотношения можно на примере любой схемы. Основные количественные характеристики ВЦ рассмотрим, пользуясь эквивалентной схемой – рис. 3.10.

Здесь антенно-фидерная цепь представлена генератором тока İ_А = Ė_А/Z_А с проводимостями G_А и B_А, которые в общем случае включают в себя параметры элементов связи антенны с контуром

R_А = R_ант + R_св; X_А = X_ант + X_св,

где R_ант и X_ант – активное и реактивное сопротивления собственно антенны; R_св и X_св – активное и реактивное сопротивления элементов связи антенны (или фидера) с контуром. Вход первого АЭ приемника вместе с цепями смещения представлен проводимостью Y_ВХ = 1/Z_ВХ = G_ВХ + jB_ВХ. На схеме показано автотрансформаторное подключение контура к антенной цепи и к входу АЭ с коэффициентами трансформации

m = U₁/U ; n = U_ВХ/U. (3.5)

Здесь m – коэффициент трансформации со стороны антенной цепи; n – коэффициент трансформации со стороны активного элемента.

При неполном включении в контур вносятся трансформированные ток İ'_А  mİ_А и проводимости

G'_А  m²G_А; G'_ВХ  n ²G_ВХ; (3.6)

B'_А  m²B_А; B'_ВХ  n ²B_ВХ. (3.7)

Эквивалентную схему на рис.3.10 можно преобразовать к виду, удобному для анализа – рис. 3.11.

С учетом (3.7) реактивная составляющая проводимости контура

B_Э = С_К – 1/j L_К + m²B_А+ n²B_ВХ. (3.8)

На основании (3.8) ВЦ имеет эквивалентные емкость С и индуктивность L, зависящие от параметров антенны и АЭ, пересчитанных в контур. Для резонансной частоты эквивалентного контура выполняется условие B_Э = 0.

Активная составляющая проводимости эквивалентного входного контура в соответствии с (3.6)

G_Э = 1 /R_Э = G_К + m²G_А + n²G_ВХ, (3.9)

где G_К = d_K/ = d_K₀С – собственная активная проводимость контура. С учетом выражений (3.8) и (3.9) эквивалентная схема на рис.3.11 упрощается – рис. 3.12.

Напряжение на контуре по закону Ома

U = İ'_А /Y_Э = mİ_А /Y_Э, (3.10)

где Y_Э = G_Э + jС + 1/j L = G_Э(1 + j) – полная проводимость эквивалентного контура;

 = (/₀ – ₀/)/d_э – обобщенная расстройка;

y =  /₀ – ₀/ = f/f₀ – f ₀/f — относительная расстройка.

При малых расстройках, y  2f /f₀ , где f = f – f ₀ = 1/2 .

Результирующее затухание контура d_э =  G_Э=  (G_К + m²G_А + n²G_ВХ),

С учетом (3.5) и (3.10) напряжение на входе активного элемента

Ū_ВХ = n Ū = nmİ_А R_Э / (1 + j). (3.11)

Отсюда комплексный коэффициент передачи ВЦ

K = Ū_ВХ /Ė_А= nmR_Э / Z_A (1 + j). (3.12)

Полученное выражение определяет АЧХ и ФЧХ входной цепи.

Коэффициента передачи ВЦ K (3.12) зависит от сопротивления антенно-фидерной цепи Z_A – это объясняется тем, что K определяется по отношению к ЭДС антенны, а не к входному напряжению (например, в точках 1—1 схемы на рис. 3.10).

Модуль коэффициента передачи

K = nmR_Э / |Z_A| (1 + j ² )^1/2. (3.13)

На частоте резонанса (при  = 0) получим

K₀ = nmR_Э / |Z_A0| = nm/G_Э|Z_A0|, (3.14)

где |Z_A0| = – модуль полного сопротивления антенной цепи на частоте резонанса эквивалентного входного контура.

Из (3.13) и (3.14) получим уравнение характеристики избирательности ВЦ:

Se = K₀ /K(). (3.15)

В общем случае коэффициенты трансформации т и n могут зависеть от частоты. Эту зависимость т() и п() следует учитывать при больших расстройках, когда  » 1 и

(1 + j ² )^1/2   ,

Se = [|Z_A| т() п()] / [|Z_A0|т() п()]. (3.16)

При малых расстройках, пренебрегая зависимостью Z_A и коэффициентов т() и п() от частоты, получим

Se = K₀/K(f) = 1 / = (3.17)

– уравнение характеристики избирательности одиночного контура.

Из выражения (3.17) можно определить полосу пропускания ВЦ при заданной неравномерности  : П_ = f₀d_э . В частности при  = 0,707

П_ = П_0,7 = f₀d_э.

Фазочастотная характеристика ВЦ определяется соотношением

– = агсtg + агсtg(R_A/X_A). (3.18)

Коэффициенты т и n оказывают различные влияния на работу цепи и, следовательно, на величину коэффициента передачи – при уменьшении коэффициента т генератор (антенна) будет слабее возбуждать контур, что учитывается множителем т в числителе выражения (3.14); с другой стороны контур будет меньше шунтироваться проводимостью антенной цепи G_A, что учитывается множителем т² в выражении (3.9) для эквивалентной проводимости. Аналогично влияние изменений коэффициента n. Очевидно, существуют оптимальные значения коэффициентов включения т и n, при которых коэффициент передачи будет максимальным. Интересно найти условия получения максимального значения коэффициента передачи при заданном ограничении полного затухания контура.

Исследуя (3.14) с учетом (3.9) на экстремум, найдем, что коэффициент передачи К₀ будет максимальным при

n_ОПТ = ; m_ОПТ = , (3.23); (3.24)

где D = d_э/d_K = G_Э / G_K = (G_К + m²G_А + n²G_ВХ) / G_K .

Максимальный коэффициент передачи

К_0max = 0,5 (R_А G_ВХ )^–1/2 (1 – d_K/d_Э). (3.25)

Из (3.23) и (3.24) видно, что коэффициент передачи ВЦ максимален при одинаковом шунтировании контура, как со стороны антенны, так и со стороны входа следующего каскада, т. е. когда m²G_А = n²G_ВХ.

При работе с настроенными антеннами желательно согласовать цепь антенны со входом приемника. Условие согласования предполагает равенство вносимой из антенной цепи в контур активной проводимости и собственной резонансной проводимости контура с учетом влияния входа АЭ:

m²G_А = G_К + n²G_ВХ. (3.26)

Из (3.26) определяется необходимый для согласования коэффициент трансформации m_С = [(G_К + n²G_ВХ) /G_A]^1/2. (3.27)

Резонансный коэффициент передачи в режиме согласования найдем из (3.14), учитывая (3.26), (3.27) и (3.2):

К_0с = 0,5 n / |Z_A0|G_А. (3.28)

Из (3.14) с учетом (3.26)…(3.28) коэффициент передачи ВЦ

К₀ = 2К_0с a/(1 + a²), (3.29)

где a = m /m_c – относительный коэффициент связи.

На рис.3.13, а) показана зависимость К₀/К_0с от значения относительного коэффициента связи a – видно, что при отклонении относительного коэффициента a от оптимального значения в 2 раза коэффициент передачи ВЦ уменьшается на 20 %. При согласовании, как следует из (3.28), коэффициент передачи ВЦ зависит, в свою очередь, от коэффициента подключения контура к АЭ. Коэффициент n найдем из условия получения заданного результирующего затухания контура:

d_Э =  G_Э =  (G_К + m²G_А + n²G_ВХ) = d (1 + a²), (3.30)

где d =  (G_К + n²G_ВХ) = d_К + n²G_ВХ (3.31)

– затухание контура с учетом вносимого затухания со стороны АЭ.

Рис. 3.13 – зависимость К₀/К_0с и d_Э /d от значения коэффициента связи a

Зависимость d_Э /d от значения относительного коэффициента связи а – на рис. 3.13, б). При увеличении связи контура с антенной затухание быстро возрастает, следовательно, избирательность ВЦ уменьшается. При согласовании, когда коэффициент связи а = 1, результирующее затухание