2_2 (лекции по УППС (УПОС)), страница 2

Помехоустойчивость интегрального приема при сосредоточенных помехах зависит от их длительности. Длительную помеху (Т_П » Т_С) можно представить в виде

u_П(t) = U_Пmsin(_C  _P)t

или u_П(t) = A (_P; t)sin _C t  C (_P; t)cos_Ct,

где функции A () = U_Пmcos_Pt; С () = U_Пm sin _Pt; _P – угловая расстройка помехи относительно частоты сигнала.

На выходе интегратора в момент окончания сигнального импульса t = Т_С амплитуда помехи

U_ПИm(f_P; t) = U_Пm Т_С sin (f Т_С)/(f Т_С).

На частоте сигнала (f_P = 0) имеем U_ПИm(0) = U_ПmТ_С, что обусловлено линейностью операции интегрирования. В момент t = Т_С амплитуда сигнала на выходе интегратора U_СИm = U_СmТ_С соответственно – превышение сигнала, реализуемое интегратором h²_СИ = h²_Сmax. Таким образом, при длительных сосредоточенных помехах интегральный прием дает выигрыш по сравнению квазисогласованным фильтром (КСФ) в 1,22 раза.

При кратковременных сосредоточенных помехах (Т_П < Т_С) средняя по ансамблю мощность помех на выходе интегратора

Р_ПИ = 2 U_ПmТ_П [sin (f Т_П)/(f Т_П)]²d(f_P²).

При этом превышение сигнала h²_СИ = q_Th²_Сmax.

Из (2..3) видно, что коэффициент. При q_T = 1 коэффициент _И  1,74, а при помехах очень малой длительности _И  7,9.

Значения q_T могут быть и больше, и меньше 1, поэтому для каналов с постоянными параметрами реальны значения _И = 1, 2, ..., 3; в каналах с замираниями эффективность интегрального приема возрастает.

Прием ЧМ сигналов при наличии помех сопровождается пороговым эффектом. Типичная зависимость изменения превышения сигнала h²_С2 на выходе демодулятора от входного значения h²_С1 и индекса модуляции т_r показана на рис. 2.1.

Рис.2.1 – Пороговый эффект

Искривление характеристик происходит плавно, и в пороговой области для больших т_r крутизна спада составляет примерно ехр(– h²_С1) и далее наблюдается зависимость h²_С2  т_r (h²_С1)², что свидетельствует о подавлении сигнала помехой в подпороговой области. Так, при т_r =10 изменение h²_С1 в пределах 20 ... 10 дБ вызывает уменьшение h²_С2 на 40 дБ. Удовлетворительные для практики результаты дает оценка порогового превышения

h²_Спор = 4 + 4,76 lg(П/2F_M),

где П — полоса пропускания УПЧ; F_M — верхняя частота модулирующего сигнала. Пороговый эффект наиболее опасен в радиолиниях с низким энергетическим потенциалом при замираниях сигналов. Повышение мощности сигнала и индекса т_r сдвигает пороговую область вправо, но ухудшает ЭМС. Поэтому получили распространение порогопонижающие методы прием

а ЧМ сигналов со следящим фильтром в тракте УПЧ и предыскажение рабочих сигналов на передающей стороне линии связи.

Прием со следящим фильтром может быть реализован в виде следящей настройки УПЧ или ФАПЧ гетеродина. Сущность повышения помехоустойчивости при этом заключается в следующем. Пусть параметры ЧМ априори известны и в момент t₀ мгновенная частота равна (t₀). Тогда при гармонической ЧМ в момент t = t₀ + t мгновенная частота

(t) = (t₀)  td/dt  (t₀)  t_Д_М,

где _М = 2F_M — угловая частота модуляции; _Д — девиация частоты. Поэтому с помощью узкополосного линейного фильтра УПЧ с регулируемой частотой настройки можно следить за мгновенной частотой принимаемого сигнала. При этом важно, чтобы фильтр имел полосу П_СЛ  2 F_M. Напомним, что при обычном некогерентном приеме ЧМ сигналов полоса пропускания УПЧ П  2(1+ т_r)F_M. Следовательно, снижение уровня шумов на входе демодулятора составляет П/П_СЛ  (1+ т_r). Аналогичный эффект может быть достигнут при использовании ООС по частоте с фиксированной настройкой УПЧ – управляющее напряжение с выхода детектора подается на гетеродин, осуществляя его частотную модуляцию.

В спутниковых линиях вещания, использующих общую полосу частот с наземными РРЛ, согласно рекомендации МККР применяется предыскажение рабочих сигналов. Сущность способа состоит в искусственном изменении в тракте модуляции уровня спектральных составляющих сигнала с помощью предыскажающего фильтра со специально подобранной АЧХ. Амплитудный спектр речевых сигналов резко неравномерный – на частоте около 400 Гц уровень составляющих превышает их значения на частотах 8...10 кГц на 14...22 дБ. Поэтому уровень высокочастотных составляющих, где влияние помех наиболее сильно, поднимают, а на приемной стороне, линии с помощью корректирующего фильтра выполняется обратная операция.

Разновидностью метода предыскажений является введение в состав передаваемого высокочастотного сигнала так называемых сигналов дисперсии (СД). Этот метод применяется, как правило, в радиолиниях с ЧМ аналоговых и дискретных сигналов с большим индексом модуляции. Детальный анализ влияния сосредоточенных помех в таких линиях сопряжен с громоздкими аналитическими выкладками, поэтому ограничимся качественным описанием метода. При т_r » 1 равномерность спектра мощности высокочастотного сигнала существенно зависит от формы модулирующего колебания s(t). Например, при s(t) в виде последовательности прямоугольных импульсов с частотой следования F_СЛ в спектре сигнала содержатся компоненты, кратные F_СЛ, существенно неодинаковой величины; при s(t) в виде гармонического колебания спектр мощности сигнала сплошной, но также неравномерный.

При модуляции телевизионным сигналом постоянной яркости, спектр содержит дискретные компоненты резко неодинакового уровня, соответствующие строчным синхросигналам, гасящим импульсам и уровню белого. Помехи также могут иметь различную спектральную структуру, компоненты которой по-разному взаимодействуют в РПрУ с составляющими спектра рабочего сигнала. При действии ЧМ помехи на ЧМ сигнал с малым индексом модуляции т_rС спектр колебания на выходе демодулятора содержит дискретные и непрерывные участки. Дискретная часть спектра состоит из множества комбинационных компонент, группирующихся около частот, кратных |f_С – f_П| , причем их амплитуды существенно неодинаковые и определяются значениями т_rС и т_rП, превышением сигнала и h²_СП и произведением модифицированных функций Бесселя I_r(k т_rС) I_r(k т_rП) различного порядка r и k = 1, 2, ..., при этом с уменьшением т_rС уровень дискретных составляющих возрастает.

Введение сигналов дисперсии (СД) в рабочие сигналы в РПдУ осуществляется специальными устройствами – скремблерами, а их удаление в РПрУ – дескремблерами. Для защиты связных и вещательных РПрУ от станционных помех применяется инерционная АРУ, обеспечивающая слежение за средним уровнем сигнала. Однако при интенсивных ИРП такая регулировка может оказаться неэффективной из-за перегрузки тракта и потери способности приемника воспроизводить слабые сигналы в течение некоторого времени после окончания импульса помехи. В таких условиях можно использовать несколько последовательных БАРУ, причем каждый каскад УПЧ охватывается автономной петлей.

Для предотвращения перегрузки каскадов УПЧ мощными сосредоточен-ными помехами его выполняют с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). Условие получения ЛАХ имеет вид du_ВЫХ/du_ВХ = A/u_ВХ, откуда

u_ВЫХ = A ln u_ВХ + C₀,

где А—коэффициент пропорциональности; C₀ — постоянная интегрирования.

В конце линейного участка характеристики (точка U_ВХ0)

A = K₀U_ВХ0= K₀U_ВЫХ0; C₀ = K₀U_ВХ0 = (1 – ln U_ВХ0).

Амплитудная характеристика УПЧ:

u_ВЫХ = K₀u_ВХ при u_ВХ  U_ВХ0;

u_ВЫХ = K₀u_ВХ [ln (u_ВХ/U_ВХ0) + 1] u_ВХ при u_ВХ > U_ВХ0.

Порог нелинейности U_ВХ0 выбирается на уровне шумов, и весь диапазон напряжений им практически приходится на логарифмический участок характеристики. Коэффициент усиления на этом участке K₀ = U_ВЫХ0/ u_ВХ уменьшается с ростом u_ВХ, но в отличие от АРУ определяется мгновенными значениями u_ВХ. Поэтому такую АРУ называют мгновенной (МАРУ). Этот эффект имеет и отрицательную сторону – подавляется полезный сигнал. На выходе УПЧ амплитуды сигналов и помех

U_СmВЫХ = U_СmВХ U_ВЫХ0/U_ПmВХ;

U_ПmВЫХ = K₀ U_ВХ0 ln (U_ПmВХ/U_ВХ0)

– отношение сигнал/помеха на выходе уменьшается с ростом помехи. Логарифмическую АХ получают методом линейно-кусочной аппроксимации, суммируя выходные напряжения детекторов отдельных каскадов УПЧ.

Интегральная технология привела к широкому использованию компенсаторов помех. В основе различных компенсаторов сосредоточенных помех используется общий принцип – формирование опорного сигнала, противофазного помехе, и вычитание его из суммарного принимаемого колебания. Эксперименты свидетельствуют о потенциальных возможностях компенсаторов — подавление помех достигает 20...40 дБ. Однако они требуют высокой идентичности характеристик сигнального и компенсирующего трактов: АЧХ – до 0,1 дБ и ФЧХ – до 0,5^о.

Перспективный способ защиты РПрУ от сосредоточенных помех – обработка сигналов, на основе многофункциональных робастных алгоритмов.

56