Лекция 29 (лекции по УГФС), страница 6

Исходные данные для расчёта АГ, управляемого по частоте варикапом,¹⁴ следующие: средняя (рабочая) частота f₀; требуемая девиация частоты ; ёмкость контура автогенератора С_К ; переменное напряжение на контуре автогенератора U_МК.

Расчёт начинается с выбора варикапа. По характеристике С_В = f(е_В) (рис.29.18) выбирается рабочая точка и выбираются пределы изменения ёмкости варикапа ±ΔС_В, определяющие амплитуду модулирующего сигнала на варикапе. Найденное значение U_МОД используется при расчете УНЧ. Коэффициент включения варикапа в контур часто выбирается в пределах p ≤ 0,5. Исходя из ёмкости контура АГ С_К, принятых пределов изменения ёмкости варикапа ±ΔС_В, коэффициента включения варикапа p, определяют по формуле (29.29а) получаемую девиацию частоты и сравнивают с требуемой. По результатам сравнения принимают соответствующее решение.

Реактивный транзистор¹⁵

Использование реактивных транзисторов позволяет получить значительно большую девиацию частоты и меньшие искажения, чем при использовании варикапов.

В отличие от варикапа, который может быть подключен как параллельно ветви контура, так и включен последовательно в ветвь контура АГ, реактивный транзистор подключается только параллельно контуру АГ.

Основная схема реактивного транзистора представлена на рис.29.19. Реактивный транзистор может быть выполнен как эквивалентная управляемая индуктивность, так и эквивалентная управляемая ёмкость. Характер эквивалентной реактивности определяется строением фазосдвигающей цепи Z1, Z2.

Реактивный транзистор, включающий собственно транзистор и фазосдвигающую цепь Z1, Z2, подключается параллельно контуру АГ. Соответственно на транзисторе и фазосдвигающей цепи Z1, Z2 действует колебательное напряжение U, создаваемое АГ относительно точек подключения реактивного транзистора. Часть этого напряжения, выделяемая на сопротивлении Z2 фазосдвигающей цепи, образует напряжение возбуждения транзистора

.

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока транзистора

.

Итак, на транзисторе действует напряжение U, а выходной ток транзистора I_К1. Соответственно отношение напряжения на транзисторе к его току первой гармоники будет определять выходное сопротивление транзистора, то есть

. (29.30)

Согласно (29.30), если отношение сопротивлений Z1, Z2 будет много больше единицы и будет носить явно выраженный реактивный характер, то выходное сопротивление транзистора будет также иметь явно выраженный реактивный характер. Очевидно, чтобы выполнялись эти условия, необходимо, чтобы сопротивление Z1 по величине во много раз превосходило сопротивление Z2 и чтобы одно из этих сопротивлений было реактивным, а другое чисто резистивным.¹⁶ В соответствии со сказанным фазосдвигающая цепь может быть выполнена в виде соединения R и L или R и С элементов, как показано на рис.29.19.

Итак, выходное сопротивление транзистора с фазосдвигающей цепью (рис.29.19) при выполнении указанного соотношения между величинами сопротивлений Z1, Z2

. (29.31)

Если принять Z1 = jωL, а Z2 = R, то получаем

, (29.32а)

где – эквивалентная индуктивность, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью, как показано на рис.29.19.

Если принять Z1 =R, а Z2 = jωL, то на основании (29.31) получаем

, (29.32б)

где – эквивалентная ёмкость, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.

В случае Z1 = 1/jωC и Z2 = R

, (29.32в)

где – эквивалентная ёмкость, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.

Если Z1 = R, а Z2 = 1/jωC, то

, (29.32г)

где – эквивалентная индуктивность, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.

Из соотношений (29.32а – 29.32г) следует, что характер эквивалентной реактивности совпадает с характером реактивности фазосдвигающей цепи, включенной между коллектором и базой (рис.29.19), и обратен характеру реактивности фазосдвигающей цепи, включенной между базой и эмиттером (рис.29.19). При неизменных параметрах элементов фазосдвигающей цепи эквивалентная реактивность зависит от крутизны коллекторного тока транзистора S и коэффициента , зависящего, в свою очередь, от угла нижней отсечки коллекторного тока. Из сказанного следует, что работа реактивного транзистора возможна в режиме класса А. Однако в этом случае необходимо, чтобы крутизна S зависела от смещения транзистора, что, как правило, возможно в весьма ограниченной области изменения смещения. Гораздо большие возможности открываются при изменении угла отсечки коллекторного тока. Крутизна S при этом может быть постоянной. Поэтому режим с отсечкой коллекторного тока реактивного транзистора является более распространённым.

Из выражений для С_ЭКВ и L_ЭКВ следует, что эквивалентная ёмкость реактивного транзистора прямо пропорциональна S и , произведение которых определяет среднюю крутизну коллекторного тока по первой гармонике, тогда как эквивалентная индуктивность реактивного транзистора оказывается обратно пропорциональной этим параметрам. Соответственно модуляционную характеристику можно сделать более линейной при использовании реактивного транзистора – ёмкости. Для случая реактивного транзистора – индуктивности линейную модуляционную характеристику можно получить в пределах более ограниченного участка изменения S_СР.

Фазосдвигающая цепочка подключается параллельно контуру АГ и соответственно вносит в него дополнительное затухание, уменьшая R_oe контура. Чтобы уменьшить влияние фазосдвигающей цепочки на контур автогенератора, следует увеличивать величины сопротивлений Z1 и Z2.¹⁷ Однако величины этих сопротивлений ограничиваются межэлектродными ёмкостями. Поэтому величины сопротивлений фазосдвигающей цепи должны быть раза в (2…3) меньше сопротивлений соответствующих межэлектродных ёмкостей. Для компенсации межэлектродной ёмкости может быть подключена параллельная индуктивность, образующая с нею колебательный контур, настроенный на среднюю частоту АГ.

Чтобы ослабить влияние пульсаций питающих напряжений на частоту АГ, а также увеличить девиацию частоты, используют параллельное включение двух реактивных транзисторов, один из которых эквивалентен ёмкости, а другой индуктивности. Модулирующий сигнал в этом случае подаётся на транзисторы в противофазе, что обусловливает изменение обеих эквивалентных реактивностей в одну сторону. Девиация частоты при этом определяется их суммарным воздействием. Пульсации питающих напряжений изменяют S_СР у обоих реактивных транзисторов одинаково в одну сторону. Соответственно эквивалентная реактивность одного транзистора увеличивается, а другого – уменьшается, в итоге средняя частота АГ подвергается меньшему изменению при изменении постоянных напряжений питания.

Частотные модуляторы с использованием двух автогенераторов

(двухтактные частотные модуляторы)

Частотные модуляторы на основе одноконтурного АГ с управляемой реактивностью применяются, как правило, при относительно небольших девиациях частоты .

Для получения большей девиации частоты при малых нелинейных искажениях применяют двухтактные частотные модуляторы,¹⁸ состоящие из двух отдельных ЧМ АГ и преобразователя частоты (ПрЧ). Автогенераторы работают на частотах f₁ и f₂ и модулируются в противофазе, так что, когда у одного АГ частота изменяется в сторону увеличения, то у другого АГ частота изменяется в сторону понижения, что достигается , например, противофазным включением варикапов (рис.29.20). Соответственно на выходах АГ имеем частоты: f₁ + Δf и f₂ – Δf . На выходе преобразователя выделяется сигнал разностной частоты, например,

.

Как видим, девиация частоты результирующего колебания удваивается (в общем случае девиации частот АГ складываются). За счёт противофазной модуляции АГ продукты нелинейных искажений чётных порядков частично компенсируются.

Д остоинства двухтактной схемы частотного модулятора: 1) если выбрать частоты f₁ и f₂ высокими, то уменьшается относительная девиация частоты в каждом АГ и вследствие этого происходит уменьшение искажений всех порядков;
2) вдвое снижается максимальная требуемая девиация частоты в каждом АГ, что также уменьшает искажения всех порядков; 3) благодаря применению двухтактной схемы значительно компенсируются искажения второго порядка.

В схеме рис.29.20 АГ1 и АГ2 работают на разных частотах, отличающихся на частоту f_ПЧ, и имеют различные параметры элементов контуров. Поэтому под действием одинаковых факторов (изменения температуры, питающих напряжений и др.) абсолютные уходы частот автогенераторов будут различны, и это прямо сказывается на отклонении средней частоты выходного ЧМ колебания. Для устранения этого недостатка применяется схема двухтактного частотного модулятора с двойным преобразованием частоты и кварцевой стабилизацией средней частоты. Схема такого модулятора представлена на рис.29.21.

Оба ЧМ АГ работают на одинаковой средней частоте f₁. Соответственно все детали и параметры АГ совершенно идентичны, поэтому различия в отклонениях их частот будут значительно меньше, чем в предыдущем варианте (в идеале никакого различия в частотах и их изменениях под воздействием дестабилизирующих факторов не будет). Модулируются АГ в противофазе (двухтактный частотный модулятор). Принцип работы рассматриваемого частотного модулятора понятен из рис.29.21. Нестабильность частоты f₁ от первого АГ, введенная в первом смесителе, выводится нестабильностью частоты f₁ от второго АГ во втором смесителе. Средняя частота получаемых выходных колебаний в этом случае практически определяется частотой кварцевого АГ f₀. Девиация выходной частоты равна удвоенной девиации частоты одного ЧМ АГ.

Частотное и фазовое телеграфирование¹⁹

Частотное телеграфирование (ЧТ) широко распространено в профессиональной радиосвязи. При ЧТ в моменты наличия в канале связи телеграфного сигнала («нажатие ключа» или передача символа 1) излучается колебание с частотой f₁, а при отсутствии телеграфного сигнала (пауза или передача символа 0) излучается колебание с частотой f₂. Возможна и многоканальная работа. Наиболее распространена двухканальная частотная телеграфия (ДЧТ), когда излучаются четыре частоты в зависимости от сочетания символов (сигналов) в каналах: при сочетании 0,0 (отсутствие сигналов в обоих каналах) излучается частота f₁; при сочетании символов 1,0 (сигнал в первом канале и отсутствие сигнала во втором канале) излучается частота f₂; при сочетании символов 0,1 (отсутствие сигнала в первом канале и наличие сигнала во втором канале) излучается частота f₃; при сочетании символов 1,1 (наличие сигналов в обоих каналах) излучается частота f₄. Возможное изменение частоты излучаемых колебаний при ДЧТ показано на рис.29.22.