Зи - Физика полупроводниковых приборов том 1 (989591), страница 55
Текст из файла (страница 55)
высокого поля в канале",у стока, что при этом не успевают термализоваться [21]. Такую неравновесную ситуацию иллюстрирует рис, 18. Можно считать, что в области малых полей (8' <. д",„где В' — электрическое поле, соответствующее пиковому значению дрейфовой скорости) электроны не разогреваются и остаются равновесными. В области же высоких полей (д') 8'„) электроны ускоряются до более высокого значения скорости, чем стационарная скорость насыщения о,. На рис, 18, в показано, что ожидаемое максимальное значение электронной скорости более чем в два раза превышает пиковую скорость; затем на длине 1 мкм она релаксирует и достигает стационарной скорости насыщения.
Такое превышение скорости уменьшает время пролета электронов через область высокого поля, что улучшает характеристики прибора, а также приводит к сдвигу области аккумуляции в зазор между затвором и стоком. На рис. 19 приведены вольт-амперные характеристики кремние. вых полевых МП-транзисторов и из баАз, полученные двумерным численным расчетом (сплошные линии) 122). Здесь же приведены характеристики, рассчитанные с помощью приближенных теоретических моделей (штриховые линии). Для кремниевых приборов использовалась модель, учитывающая полевую зависимость подвижности, а для приборов из баАз — модель двух областей. Следует отметить очень хорошее соответствие характеристик в линейной области. В области насыщения это соответствие хуже (однако и здесь разность не превышает 15 %). Отметим, кроме того, что предсказываемые двумерным расчетом провалы на характеристиках баАз-приборов никогда не наблюдались экспериментально.
Полевые транзисл1оры 355 6.4. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ 6.4.1. Малосигнальная эквивалентная схема Канальные полевые транзисторы (в особенности на баАз) широко применяются в высокочастотных схемах в качестве мало- шумящих усилителей, высокоэффективных генераторов и быстродействующих логических элементов. Мы сначала рассмотрим мало- сигнальную эквивалентную схему полевого транзистора с р — п-переходом или МП-транзистора (рис.
20, а) (режим насыщения, схема г -1 ~ баостбенно транзистор ! р с~, сток Рнс. 20. Эквивалентная электрическая схема Мп-транзистора (а) и физические элементы структуры, соответствч1оц1ие элементам эквивалентной электвической схемы (б) 18). включения с общим истоком) 181. На рис. 20, б показано, каким физическим элементам полевого транзистора соответствуют элементы этой эквивалентной электрической схемы. Среди них следует выделить собственно транзисторные элементы (такие, как (Спа + + Саа) — полная емкость перехода затвор †кан, входное сопротивление К;, выходное сопротивление канала Яп~) и внешние (паразитные) элементы (такие, как омические сопротивления стока и истока Я~ и Ра и емкость подложки).
Ток обратносмещенного перехода затвор — канал определяется выражением 7а = 7а [ехр (у7а~лИТ) — 1), (56) где и — фактор неидеальности (1 (и (2), а 7а — ток насыщения. Отсюда для входного сопротивления получим й;: — (д!а~дЬ'а) ' = 1йТ~у (1а + 1з) (57) Согласно этой формуле, при 1а — ~- 0 и 1з —— 10 1О А входное сопротивление при комнатной температуре составляет 250 МОм. Последовательные сопротивления стока и истока не модулируются напряжением затвора и поэтому обусловливают дополнительное омическое падение напряжения между затвором и контактами стока и истока.
Это приводит к соответствующему уменьшению выходной проводимости и крутизны прибора. С учетом последова. тельных сопротивлений Яз и Яр напряжения У~> и Уа в формуле (11а) следует заменить на К, — Уп (Яз+ Рв) и (Кр — УвРз). В линейном режиме транзистора сопротивления ~Ь, 1Ь и 1/й~ включены последовательно, поэтому выходная проводимость прибора равна уво~И + (1Ь + Яа) уа,). Такой же результат полу. чается и для крутизны транзистора в линейной области. В режиме насыщения на крутизну влияет только последовательное сопротив.
ление истока у /(1 + Яву„), а последовательное сопротивление стока приводит лишь к некоторому увеличению напряжения начала насыщения К„,~. Высокочастотные характеристики канальных транзисторов зависят от двух основных факторов: времени пролета и характерного времени зарядки затвора ЯС. Временем пролета называют конечный временной интервал т, который требуется носителям для преодоления расстояния от истока до стока. В приближении постоянной подвижности ь (58) 11Ю,р ~б'а а при высоких полях в приближении скорости насыщения т = Ыа,. (59) Так, например, в полевом транзисторе из баАз с длиной затвора 1 мкм время пролета согтавляет -10 пс (10 " с), Обычно время 357 Полееые транзисторы пролета невелико по сравнению с временной постоянной ЯС, определяемой входной емкостью затвора и крутизной транзистора. В соответствии с эквивалентной схемой (рис.
20, а) граничная частота ~т определяется как частота, при которой ток через Со, равен току генератора д Ус. (60) Максимальная частота колебаний определяется выражением (61) 21 г~+ батте где г1 = (йб + Ре + РБ)~йпз — отношение входного и выходного сопротивлений, а постоянная времени тз = 2пйаСво Коэффициент однонаправленного усиления (~ — (~маис~~) ° (62) С ростом частоты он уменьшается со скоростью 6 дБ/октава.
При ~ = ~„,„, коэффициент усиления мощности становится равным 1. Для повышения ~„,„, следует увеличивать ~г и оптимизировать отношение собственйо транзисторных сопротивлений Я~Жоз, а также уменьшать внешние сопротивления До, Яз и емкость обратной связи Сов. 8.4.2, Ограничения но мощности и чистоте Граничная частота полевых канальных транзисторов определяется геометрией прибора и параметрами материала.
В 81 и ОаАз электроны имеют более высокую подвижность„чем дырки. Поэтому в СВЧ-схемах используются только и-канальные полевые транзисторы, Кроме того, поскольку в ОаАз электронная подвижность при малых полях примерно в пять раз выше, чем в кремнии, граничная частота ~г в (лаАз-транзисторах должна быть больше, чем в аналогичных кремниевых приборах. Важнейшим геометрическим параметром полевого транзистора является длина затвора Е.
При уменьшении Ь уменьшается емкость затвора Сиз и увеличивается крутизна, а следовательно, увеличивается и граничная частота ~г. На рис. 21 приведены теоретические зависимости ~г от длины канала Е для транзисторов из Я, баАз и 1пР 123, 24). Отметим, что в 1пР-приборах ожидается более высокая граничная частота ~г, чем р баАз-транзисторах, что Глава 6 Рис. 21. Теоретические зависимости частоты отсечки от длины затвора для транзисторов из Я, баАз и 1пР 123, 241, т 00 00 40 .- г0 й7 8 Е 0Е 050Я050010 1,У 1 5 Ю Ю Длина эатйра, млм Здесь ток Ур, близок к значению Ут (максимальному току канала при предельно допустимом прямом смещении затвора), а напряжение лавинного пробоя.
Для повышения выходной мощности следует максимизировать 1т и 1' . Величину максимального тока можно оценить 126) с помощью уравнений (44) и (45), подставив в них и,=О: и,' — 1,5и, '— 1,5 (из — 1)Й =- О, обусловлено более высоким значением пиковой дрейфовой скорости в этом материале 1251. Для МП-транзисторов из Я и из баАз с длиной затвора менее 0,5 мкм граничная частота 1г соответствует миллиметровому диапазону спектра электромагнитного излучения ()30 ГГц). Для того чтобы затвор транзистора мог эффективно контролировать транспорт электронов в канале, его длина должна превышать глубину канала (Е/а .-> 1) 1241.
Поэтому, сокращая нужно одновременно уменьшать и глубину канала а, обеспечивая выполнение условия Е./а ~ 1. Для этого в полевых транзисторах из Я и баАз обычно используют более высокий уровень легирования канала, не превышающий, однако, 5 10" см ' (во избежание пробоя). При таком уровне легирования минимальная длина канала Ь ограничена величиной около 0,1 мкм, что соответствует граничной частоте ~г — 100 ГГц. На рис. 22 приведены вольт-амперные характеристики мощного МП-транзистора. Его максимальная выходная мощность на синусоидальном сигнале зависит от максимальных значений тока и напряжения (рис.
22) следующим образом: (опт — 1оа) (~'в — Р т), (63) оат 8 т7олееые транзисгноры Рис. 22. Вольт-амперные характеристики мощного (нормально открытого) и- канального МП-транзистора [48[. 1р Решение этого уравнения определяет минимальную глубину обедненного слоя в канале у стока им„н. Максимальный ток канала определяется из выражения (45): 7,„= 1з (1 — и н). На рис. 23 приведены теоретические зависимости [261 глубины канала от концентрации Фо для некоторых значений длины канала Е и отношения У /Л (максимальный ток на единицу ши- ХБ7Ю 1Р Ю ~у ~Р /бе -У У,Р РБ Р7 ф Р,Х Р,4 Р,У Р„Е ~3 Р~ Й РСВ и РР7 ~~ Р,РБ '- РРХ Р,Р4 Р,РУ ,7 Рис. 23.
Расчетные зависимости глубины канала от уровня легирования для баАз МП-транзисторов с различной длиной затвора и я ~Р сР плотностью максимального тока на единицу ширины канала [261. Глава о 360 01 Р,1 Рис. 24. Соотношение между нредельной мощностью и граничной частотой для современных МП- транзисторов иа ОаЛа [28). рины канала). Из них следует, что при заданных 1. и 1 /Л глубина канала а изменяется примерно по закону Уд'. Так, при Е = 1 мкм, Л'о = 10" см ' и а = 0,2 мкм максимальный ток на единицу ширины канала составляет 3 А/см. Для увеличения напряжения пробоя Кв нужно снижать уровень легирования канала Жо, что, однако, при заданных значениях 1.
и а приводит к уменьшению максимального тока 7 . Поэтому при оптимизации выходной мощности приходится искать компромиссные решения. При этом следует учитывать, что для мелких каналов, в которых полный заряд на единицу площади Я, = Уда не превышает 2 10" см ', из-за двумерного распределения электрического поля напряжение пробоя значительно превышает соответствующее пробивное напряжение плоского (одномерного) р+ — и-перехода. С учетом двумерных эффектов для напряжения пробоя в работе (47) было получено следующее выражение: Гн — — 5 10'а~Ос (см ') (В). (66) При работе с высокими уровнями мощности приборы разогреваются.
С ростом температуры уменьшаются подвижность электронов ( (Т (К)) ') и скорость насыщения (о, 1Т(К)3 ') (27). Поэтому канальные полевые транзисторы имеют отрицательный температурный коэффициент, что обусловливает их сравнительно высокую термостабильность при работе с высокими уровнями мощности. Соотношение между предельной мощностью и граничной частотой МП-транзисторов из баАз (28) иллюстрируют данные, !00 361 Полевыа транвиспиры приведенные на рис. 24. Предельная мощность изменяется пропорционально ~ ', что характерно для электронных ограничений, которые более подробно рассмотрены в гл. 10.
Очевидно, что миниатюризация, освоение субмикронных размеров, уменьшение паразитных сопротивлений и емкостей и т. д. приведут к дальнейшему улучшению частотных и мощностных характеристик канальных полевых транзисторов. 6.4.3. Шумовые характеристики Полевые транзисторы с р — п-переходом и МП-транзисторы в принципе являются сравнительно малошумящими приборами, поскольку их функционирование обусловливают только основные носители тока. Поэтому обычно главными источниками шума в реальных приборах оказываются внешние паразитные сопротивления, которые, к сожалению, не удается исключить полностью. На рис.
25 показана эквивалентная шумовая схема прибора [71. Источники шума г'„а, г'„,т, е„а и е„, соответствуют индуцированному шуму затвора, шуму в цепи стока, тепловому шуму сопротивления затворной металлизации и тепловому шуму последовательного паразитного сопротивления истока. На этой схеме е, — источник сигнального напряжения, а Яз — импеданс входной цепи, В прямоугольнике, очерченном штриховой линией, сосредоточены собственно транзисторные элементы. Оптимальный шум-фактор, полученный с помощью этой эквивалентной схемы, для МП-транзистора из баАз ~291 определяется выражением Г, ~+~~ ~/а Р +1х )~4. (67) Очевидно, что для улучшения шумовых характеристик следует уменьшать длину канала и снижать паразитные сопротивления Рис. 25.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
