Прокис Дж. - Цифровая связь (1266501), страница 52
Текст из файла (страница 52)
5.3.9„показывают, что выигрыш относительно ММС в 3...4дБ можно легко получить без относительного расширения полосы частот, используя импульс приподнятого косинуса и МНФ с М = 4 и парциальным откликом. Хотя эти результаты получены для сигнальных импульсов приподнятого косинуса, похожие выигрыши можно достичь с другими огибающими импульсов при парциальном отклике. Подчеркнем, что зтот выигрыш в ОСШ достигается введением памяти при модуляции сигнала и использованием памяти при демодуляции сигнала.
Кодирование здесь не вносит избыточности. Фактически код здесь встраивается в модулятор, и декодирование решетчатого типа (Витерби) использует фазовые связи в сигнале МНФ. Дополнительный выигрыш в качестве можно достичь введением дополнительной избыточности при кодировании и увеличением размера объема алфавита как средства, при котором сохраняется фиксированная полоса частот. В частности, МНФ с решетчатым кодированием, с использованием относительно простых сверточных кодов, широко исследуется и много результатов имеется в технической литературе. Декодер Витерби для МНФ со сверточным кодированием сегодня используют для учета памяти, присущей и коду, и МНФ сигналу. Выигрыш качества порядка 4...6 дБ, обусловленный кодированием ММС с сохранением полосы частот, был продемонстрирован с комбинированием сверточного кодирования и МНФ.
Обильные численные результаты для кодированной МНФ даны Линделлом (1985). б"„,„между парами фазовых траекторий и таким образом улучшить выигрыш качества относительно МНФ с фиксированным индексом Ь. Обычно МНФ со многими индексами Ь использует фиксированное число Н индексов модуляции, которые меняются циклически в -,,'; соседних сигнальных интервалах. Таким образом, фаза сигнала меняется кусочно-линейно. Существенный выигрыш в ОСШ достигается использованием только небольшого количества различных значений Ь.
Например, для МНФ с полным откликом (А= 1) и Н = 2 можно получить выигрыш в 3 дБ относительно двоичной или четверичной ФМ. При ''.'::. увеличении Н до Н= 4 можно получить выигрыш в 4,5 дБ относительно ФМ. Выигрыш качества можно также увеличить с увеличением объема сигнального алфавита. Таблица 5.3.1 показывает выигрыш качества, достигаемый при М = 2, 4 н 8 для различных значений Н. Таблица 5.3.1 Максимальные значения верхней границы ог;, для линейной МНФ с переменным индексом Выигрыш М Н Мах о! относительно Ь, Ь, Ь~ Ьх Ь ММС лБ 0,85 3,0 3,87 4,54 3,25 5,15 5,83 4,87 5,74 623 Ля!!и и 5иисйегд (1982о) На рис.
5.3.10 показана верхняя граница минимального евклидова расстояния для нескольких величин М и Н. По оси абсцисс отложено среднее значение Ь =~ХЬ,, Н, Отметим, что основной выигрыш в качестве получается, когда Н увеличивается от Н = 1 до Н вЂ” 2.
Для Н>2 дополнительный выигрыш относительно мал для малых. величин (, Ь,~. С другой стороны, существенный выигрыш качества достигается увеличением объема алфавитаМ Результаты, показанные выше, имеют место для МНФ с полным откликом. Наверняка существует польза от МНФ со многими индексами Ь при парциальном отклике в попытке дальнейшего улучшения качества. Можно предвидеть, что такие схемы обеспечат дополнительный выигрыш качества, но имеющиеся численные результаты для МНФ со многими индексами Ь и парциальным откликом ограничены.
Интересующемуся читателю рекомендуется статья Аулина и Сандберга (1982). Многоамплитудная МНФ. Многоамплитудная МНФ (МАМНФ) является по существу схемой комбинирования амплитудной и фазовой модуляции, которая позволяет увеличить сигнальный алфавит относительно МНФ до другой размерности и таким образом достичь большей скорости передачи данных в частотно-ограниченном канале. Одновременно комбинирование АМ с МНФ приводит к эффективной по полосе частот технике модуляции. Мы уже наблюдали спектральные характеристики МАМНФ в разд.
4.3. 250 2 1 2,43 2 2 4,0 2 3 4,88 2 4 5,69 4 1 4,23 4 2 6,54 4 3 7,65 8 1 614 8 2 750 8 3 840 0,715 0,5 0,620 0,73 0,914 0,772 0,795 0,964 0,883 0 879 0,715 0„5 0,5 0,686 0,714 0,673 0,55 0,73 0,55 0,64 0,914 0,772 0,772 0,795 0,795 0,795 0,964 0,883 0,883 0 879 0 879 0 879 Характеристики качества МАМНФ были исследованы Маллиганом (1988) для некодированной и решетчато-кодированной МНФ. Особый интерес представляет результат, что решетчато-кодированная МНФ с двумя уровнями амплитуд дает выигрыш в 3...4 дБ относительно ММС без существенного увеличения полосы частот сигнала, М=4, 11'=3 ° Пик гранигиа и=Я, О=З Пик 0 О,! 0,2 0,3 0,4 0,5 О,б 0,7 0,8 0,9 1,0 Рнс.
5.3.10. Верхние границы для минимального среднеквалратнчссаого эвклидова расстояния прн Различных значениях М н У 1Аи!ги и Кипг1Ьегя 11982Ь), © 1982, 1ЕЕЕ1 5.3.3. Посимвольные детектирование сигналов МИФ Помимо МП детектора последовательностей, имеются другие типы детекторов, которые могут использоваться для обнаружения информационной последовательности в МНФ сигнале. В этом разделе мы рассмотрим посимвольный детектор, Один тип посимвольного детектора -- это тот, который описан в разд. 5.1.15 и который использует память МНФ при формировании согласованной фильтрации или взаимной корреляции на нескольких тактовых интервалах.
Однако из-за его вычислительной сложности этот рекуррентный алгоритм непосредственно не применяется для детектирования МНФ. Вместо этого были описаны два сходных субоптимальных метода посимвольного детектирования в публикациях Де Буда (1972), Осборна и Лунтца (1974) и Шонхофа (1976). Один из них функциональна эквивалентен алгоритму, данному в разд.
5.1.15, а второй является субоптимальной аппроксимацией первого. Мы опишем зти два метода в контексте демодуляции сигналов гПйгНФ, для которых эти алгоритмы применяются непосредственно. Чтобы описать эти методы, предположим, что сигнал наблюдается на заданном сигнальном интервале и на .0 сигнальных интервалах в будущем при решении об информационном символе, переданном на заданном сигнальном интервале. Блок-схема демодулятора, выполненного как блок взаимокорреляторов, показана на рис. 5.3.11. 251 Рис, 5.3.11. Блок-схема демодулятора для детектирования ЧМНФ Напомним, что сигнал ЧМНФ, переданный на и-м сигнальном интервале можно записать так: 41) = Ке[о(~)е" и" ], где о(т)=ехр Х +тй~1 +ф, Ь = 21 Т вЂ” индекс модуляции, 1, — максимальная девиация частоты, ф,— начальное значение фазы несущей. Для декодирования символа 1, взаимные корреляции„отмеченные на рис.53.11, формируются с упомянутыми сигналами ф,1„1„...,1„и) для всех возможных М ' значений символов Х„Х„...,Х„„„переданных на протяжении 12+1 сигнальных интервалов.
Но зти корреляции фактически образуют величины ~;,г,,...,~;„„которые оказываются аргументами экспонент, определяющих ФПВ Р~т~,гт,...,3~+л~1~ ~1в ...>Хил). В финале суммирование по М возможных значений цепочек символов 1„1,,...,1нв представляет среднее от 252 Р'т"г»"г'" Гмо~"тг тг " *тг+о ~Я~Л " *гмо) г й л 10г и 5 ~с 0 2 4 б $ 10 12 14 ОСШвакат, т,дк Рис. 5.3.12. Харааеристики качества ввоичной ЧМНФ при когерентнам детектировании Как видим, имеет место улучшение на 2,5 дБ относительно ортогональной системы Чм (и = 1) демодулятором, который вычисляет взаимную корреляцию на два сигнальных' интервала. Дополнительный выигрыш приблизительно в 1,5 дБ получается путем 253 по М возможным значениям цепочек этих символов.
М выходов демодуляторов образуют величины для решения, большее из которых выбирается для формирования демодулированных символов. Следовательно, метрики, создаваемые демодулятором, показанным на рис. 5.3.11, эквивалентны величинам для решения, даваемым (5.1.68), на них и основывается решение об 1, . Сигналы, принятые на соседних сигнальных интервалах демодулируются аналогичным образом. Значит, демодулятор выполняет взаимную корреляцию принятого сигнала, на !3+1 сигнальных интервалах с М возможными переданными сигналами и формирует данные решения, как это иллюстрируется на рис.5.3.11.
Хаким образом, решение, сделанное на т-м сигнальном интервале, базируется на взаимных корреляциях, формируемых на сигнальных интервалах т,т+ 1,...,т+13. Начальная фаза на интервале корреляции длительностью (Р+1)Т считается известной. С другой стороны, алгоритм, описанный (5.1.76) и (5.1.77), включает в себя дополнительную операцию усреднения по предшествующим продетектированным символам. В этом плане демодулятор, показанный на рис. 5.3.11, отличается от рекуррентного алгоритма, описанного выше.
Однако разница несущественная. Один субоптимальный метод демодуляции, который дает почти такое же качество, как оптимальный метод, осуществляемый схемой рис. 53.11, осно- Оргооглальаые сигаалы ЧМ вывает свои решения на наибольшем л=1,4 0„5 выходе блока М ' взаимных корреляций.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
