Справочник по радиолокации (ред. Сколник М. И.) т. 1 - 1976 г. (1151800), страница 117
Текст из файла (страница 117)
Цифровой интегратор Интегрирование в дискретных системах сводится просто к суммированию соответствующих значений. Эту операцию можно выполнить в цифровом устройстве следующим образом. Каждая выборка входного сигнала преобразуется в цифровой код, поступающий в ЗУ, где этот код добавляется к накопленной сумме кодов выборок, поступивших до этого в ЗУ.
Сформированная таким образом новая сумма замещает предыдущее значение суммы в ЗУ. Такой интегратор можно получить на основе схемы рнс. 6, б, если установить весовой коэффициент В, = 1, а все остальные весовые коэффициенты приравнять нулю. При В, к,.! получается интегратор с экспоненциально затухающим откликом, аналогичный РС-интегратору с постоянной времени — Т1)и В,.
На практике часто необходимо, чтобы в одной и той же системе производилось интегрирование не одной, а большого числа серий выборок входного сит. нала. Такой случай встречается, например, в РЛС, предназначенной для многоканальной по дальности обработки информации. Для этого при дискретизации видеосигналов импульсной РЛС необходимо при каждом периоде повторения импульсов, в каждом интервале дальности, соответствующем длительности импульса, сформировать одну выборку сигнала для каждой ячейки (злемента) разрешения по дальности, При этом каждой такой ячейке отводится отдельное место в ЗУ, что позволяет устройству обрабг ти суммировать коды выборок в каждой ячейке в отдельности, последовательна ячейка за ячейкой. Бнполярные видеоимпульсы нельзя интегрировать до выполнения той или иной операции детектирования сигнала, иначе сигналы от всех целей, за исключением стационарных (обычно это нежелательные сигналы), при сложении обратятся в нульчл.Можно интегрировать квадраты значений биполярных сигналов, но проще интегрировать абсолютные значения сигналов, если это приемлемо.
Для получения абсолютных значений достаточно опустить алгебраический знак каждого входного сигнала, что аналогично использованию выпрямителя в аналоговой системе. В некоторых случаях применение в РЛС простого интегратора не позволяет получить требуемые результаты. Так, например, в РЛС со сканирующей антенной, если приемник имеет нелинейные элементы, то использование простого видеоинтегратора может привести к возаиквовению угловых ошибок при определении положения цели, 'эти ошибки зависят от уровня эхо-сигиала от цели. Фильтр НЧ, имеющий более симметричный импульсный отклик во временной области, помогает уменьшить эти ошибки. Обе описанные выше ситуации иллюстрируются временными диаграммами, изображенными на рис.
7'". 'л В некоторых системах когерентной обработки сигналов необходимо интегрировать сигналы (обычно с выхода фазового детектора) с учетом.полярности сигнала. — Ргд. "л В этой главе под импульсным откликом понимается импульсный отклик (во временной области) цифрового фильтра на единичный импульс. 11яй ггифровои интегратор Нуогрипичепиия и ограниченная посяеуоуапусльносупь онаупын импияьсоо Иипуяьсный опгнлик инпуегрипуора в) Нослсопсаупсльнссупь импульсоо науыхсус инпуеграпуора Неограннчеяяия и ограпиченяая послсуоуапусльноспуи угодяых импуяьсод Импуяьеныи опунлик инпусграпуора б) ЮШП11 Ш1Ш! Послвуоуаппяуьноспуи импульсно на уыгоуе инптсграпуори Рнс. 7.
'Сравнение'рехурсивяых.н яерекурснвных ннтегрвгорев: а — яитегрнрованне охгналов;-принятых с аознацью сквиируюьхеа.*анхеаны; в .Рекурсаваом интеграторе:; арв огрваяиеиии.сагалаев*никонов значение- амходиого сигнала, сменоытся сильнее; Е'- интегрирование .ари симметричном нерекурснвиом. интегрхтореи неновое значение ныходного сигнала смеизаетс» (задермиваетсху иа фиксированную велйчину для всех симметричных вкодных сигналов.
Цифровое устройство, настроенное по нерекурсивной схеме, можно применить для интегрирования конечного числа входных импульсов при достаточно симметричном импульсном отклике, но и в атом случае требуется ЗУ весьма большого объема. Импульсный отклик цифрового фильтра, построенного по схеме 435 Гг. ! !. Цифровал обработка сигналов рис.
6, а, можно сделать совершенно симметричным, если его весовые коэффициенты удовлетворяют равенствам Аа=1 (12) (2й — 1) л (2й — 1) л Рд = — з(п +! соз 2л 2л (!4) где Д принимает значения от 1 до л. Точка, соответствующая уровню — 3 дБ, расположена ири ф ю = 1. . Полюсы после определения их координат отображаются с помощью преобразования (4а) на г плоскость. Прн этом используется значение Я, полученное из равенства (6). Это значение И переводит точку с уровнем в — 3 дБ в точку, в которой частота равна произведению ЧПИ на Фл/2л. Лежащий на бесконечности в р-плоскости л-кратный нуль отображается в точку — 1.в г-плоскости.
Требуемый фильтр можно построить либо по схеме рис. 6, в, либо применяя двухэтапную обработку сигналов: иа 1.м этапе обработка производится по схеме рис. 6, а, а на 2.м этапе — по схеме рис. 6, б. Теперь остается определить аначения весовых коэффициентов. Метод их определения следующий: записыва. ется полинам, характеризующий положение полюсов и каждый его коэффициент приравнивается соответствующему коэффициенту числителя общего выра>кения для рекурсивной передаточной функции (г — г„)!г — г,)...
(г-г„)=г" — Вл г"-л —... — В„, (15) где гг — коорлинаты полюсов в г-плоскости. Аналогично весовые коэффициенты А! определяются прнравниванием коэффициентов в равенстве (г — г,')(г — гэ) ... (г — г„')=г"+Алг"-л+... +А„, (! 6) где гг! — координаты нулей в г-плоскости. Исходным фильтром может быть также Чебышевский фильтр с л полюсами (13. 14). Полюсы этого фильтра расположены в точках р-плоскости с координа- тамн (2й — 1) л, (2й — 1) л Рд — з!и зй у + ! соз с(л Т, 2л 2л (17) где й принимает значения от ! до л.
Выбрав значение аз, определяющее максимально допустимый уровень выбросов (1 + а' равно отношению пиковой мощности к мощности, соответствующей плоскому участку частотной характеристики). можяо найти значения у иэ уравнений (а+ В) ! ~ -(а — В)! Ги ай у= 2 (18) (а+ В) ! (а + (а — В) ! Га с)л и= 2 Аа-д=Ад (!3) Рекурсивные интеграторы или фильтры НЧ, для реализации которых требуются значительно меньшие по объему ЗУ при том же числе интегрируемых импульсов, можно синтезировать с помощью дробно-линейных преобразований, обсуждавшихся в 41!.2.
При этом, однако, импульсные отклики небудутстрого симллетричными. Рассмотрим, например, использование низкочастотного фильтра Баттервотрта с л полюсами (16, 17). Это фильтр имеет полюсы в р-плоскости в точках 11 Б, Цифровое устройство СЦЦ где а = У1+ 1/е'1 й= !1е. (2'1) с21) Точка )ю = 1 является теперь точкой, соответствующей спаду частотной карактернстккн до допустимого уровня выбросов, а не точкой, соответствующей спаду на 3 дБ. Далее, используя формулы (4а) н (5), отображаем полюсы н нули (в бесконечности) на з-плоскость к с помощью равенства (15) определяем истинные значения весовых коэффициентов.
14.$. Цифровое устройство СДЦ Рз =Се+2 ~~ Сд соз 2пу!Т Р, в=3 (22) где и — ч СЧ вЂ” — зг' АД АДЬЧ (О < У < 1У)1 д=о .4о=1 (23) (24) Разлкчные вопросы, относящиеся к методам н устройствам СДЦ, подробно рассматриваются в гл. 5, т. 3. Здесь же рассматриваются лишь некоторые оновные вопросы цифровых методов СДЦ. Прн этом для простоты имеется в внху обработка сигналов только в одном элементе разрешения по дальпостк (в одной ° полоске дальностнз), хотя в действительности, аналогично описанному прнменнтельно к ннтегратору, н в устройстве СДЦ осуществляется многоканальнея по дальности обработка сигналов. В сущностн, устройство СДЦ представляет собой полосовой фильтр, частотная характеристика которого имеет провалы в окрестностях частот, кратных ЧПИ.
Зто означает, что в г-плоскостк существует нуль в точке г=! Так как эта точка соответствует нулевой частоте н всем частотам, кратным ЧПИ, то указанный один нуль соответствует режекцнн всех частот, кратных ЧПИ. В случаях, когда не применяется комплексная весовая обработка сигналов, требующав использования квадратурных канзлов (см. т. 3, 4 4.1б), с помощью цифрового фильтра нельзя выявить разлпчке между положительным н отрнцательным допплеровскнм сдвигом. Следовательно, частотная характеристика фильтра скмметрнчна относнтельно оск, которая проходит через точку, расположенную на осн частот посредине между соседними точками, кратными с!ПИ Эта точхя'соответстп))ет Частоте отсЧЕта Найквнста*~, В действнтсльностн необходнм фильтр, режектнрующнй низкие частоты, т.
е. фкльтр высокйд частот. Прк цнфровом методе СДЦ применяется многоэтапная обработка сигналов. Обычно на первом этапе (нлк даже на всех этапах) обработки цифровое устровство стронтся по нерекурсквной схеме. Передаточная функцня такого устройства содержнт нули, благодаря чему подавляются сильные поМеХи от посторонних отражателен.
Если это достигается, то в последующих этзпах обрвботкн, где требуется меньший динамический днаяазон, можно прн необходимости вндонзменять характернстнку фильтра в полосе прозрачности. Нерекурснвные фильтры СДЦ можно спнтезнревать, применяя для аппроксямацкн частотной характеристики усеченные ряды Фурье. Используя равенство (3), можно показать, что для системы, оперирующей с числом й! весовых козффнцнентов, частотная характеристика (по мощностн) верекурснвного фнльтра определяется выражением Ги 11.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
