Справочник по радиолокации (ред. Сколник М. И.) т. 1 - 1976 г. (1151800), страница 119
Текст из файла (страница 119)
висят от структуры входного сигнала. Предположим, что идеализированный стационарный сигнал помехи имеет вид сигнала постоянного тока и что отсутствуют другие сигналы н шумы преобразователя. Тогда АЦП вырабатывает в точности одинаковые числовые коды для каждой выборки, н при таких условиях цифровое СДЦ мои.ет осуществлять идеальное вычитание сигналов мешакщих отражений. Рассмотрим другой крайний случай. Пусть сигнал мешакщнх отражений или другой входной сигнал таковы, что не существует корреляции между кодами выборок на соседних интервалах, по крайней мере !(а млгдших разрядна этих кодов.
Тогда при квантовании вносится шум, эквивалентный алдитивному случай.ному шуму, амплитуда которого лежит в интервале от — !/2 до + !/2 двоичного числа. Если предположить, что плотность вероятности айплитуд в этом диапазоне постоянна, 'то среднеквэдрзтическая иеличипа шума раина йз/12ргде й — значимость младшаго разряда двоичного числа. В нерекурсивном устройстве такая величина шумовой мощности связана с.функйиойированйчм каждого зэдержнвгкщего элемента в той Части устройства, где производится весовая обргботка н суммирование. В предположенян, что эти источники шумов независииы, пслучается выражение для суммарного шуно.
ваго сигнала в виде П б. Цифровое устройство СД(( курсивных фильтров, изображенных на рвс. 6, относительная мощность шума на выходе, обусловленного ограничением произведений, выражавтси через сум- му вычетов А7= — 2, вычетов ( — О(г) Б ~ — )), !2 зг 'зг (ЗО) где 6 (2) — передаточная функция фильтра, а ч — значимость сохраняемого младшего разряда; а с)!!му включаются только интегральные вычеты в полюсах, лежащих внутри единичного круга в плоскости 2. Модуляция, связанная со сканированием. В РЛС со сканирующими ан- йо теппами сигналы меша!ошнх отражений модулируются по амплитуде, что вызывается изменением направления па цель движущеися антенны из-за смещения диаграммы направлениости относительно отражателей мешающих сигналов Наличие такой модуляции не позволяет полностью скомпенсировать сигналь! мешающих отражений, и в таиой ситуации приходится считаться с остаточной величиной мешающих отражений.
Этл величина определяется передаточной функцией устройства СДЦ, диаграммой направленности антенны и количеством точек отсчета входного сигнала, фиксируемых зо время, в течение которого Мешающий отражатель находится в гдйвном лепестке диаграммы направленности антенны Кривые зависимости р Уа уаа 2аб Число лролятыл пмлдльсой ип ОспнииУ ШЧРиНЬ4 долздщчыш Рпс. 10. Зпэпскмихпь кээокрппплпэп улучюэпк» Ьч чпхла ачсчутпп, прмпктмх.
эп один кптэрпэл ххпмжзаппппп амзппп». Кампэпсатры. кспальзаээппыэ прк.прстраенмк крккмх ! и 2. эмали пчрэкэтачкую функимю с Лпаапым нулем- э тачка Кампексэтары. кспальэаээппыэ прп паства аппп крпэык 3 к 4. пмелп алкакрэтныа нуль Весовые каэффппкэпты Ллп этих четырах керекурапэпых кампепсэтараэ саатэататэспна рэхпы — 2.0. 1,0, 1,25. — 4.75. 1.75. 0.75. -1.0. 1,5, 4,0, — 5,5. — !.0 44! коэффициента улучшения от числа выборок на единицу полосы для характер.
шыо,систем СДЦ показаны на рис. )О. с)фаготы модуляции, вызываемой,сканированием, относртельио низки. Следа. вательно, Качество ксшпсисации модули-, рованных сигналов определяется, в первую очередь, низкочастотным откликом системы. Заметим, что удвоение частоты сканирования (уменьшеиие вдвое выборок за период сканирования) приводит к удвоению частот, вызванных модуляцией,связанной со сканированием. Компенсатор с одним нулем при 2= ! характеризуется наклоном частотной характеристики,равным приблизительно 6 дБ на октаву иа 'низких частотахэ'. Следовательно, удвоение темпа сканирования повышает остаточную величину мешающих отражений на 6 дБ.
Аналогичным образом в компенсатори, у которого в точке 2 = 1 существует двойной нуль, удвоение темпа сканирования приводит к возрастанию остаточного уровня на )2 дБ. В РЛС со ступенчатым сканированием (луч антенны зздерживаетси в некотором положении и затем практически мгновенно перемещается и соседнее угловое положение) память устройства СДЦ обычно рвзгружается перед обработкой-сйгналов, пришедших с нового углрвого направления.
Поэтому модуля- ""Э ".!*к""* "Й "Эмьй "и м 'Ь'х и * э .— ээ. Гя. !!. !!исЗроэая обработка сигналов тэется создание режима рабаты, прн хатором луч находится в каждом вз положе иий настолько долго, чтобы переходные процессы успели завершиться. В случае ° ерекурсивной схемы СДЦ, имеющей и весовых коэффициентов, импульсный вткляи обращается в нуль через л + 1 периодов дискретизации. Для рекурсив° ых скем СДЦ время, необходимое для достнженяя откликом приемлемого уров. ° я, зависит от того, насколько близно к единичной окружности расположены полюсы передаточной функции в г-плоскости.
т(.6. Набор дискретных фильтров Методы цифровой обработки сигналов применимы и для обработки сигналов ямпульсяо-допплеровских РЛС. При этом обычно требуется создание набора емеищык узкополосных фильтров, способных выделять сигналы от целей, раз. раша Х Во различным допплеровским скоростям Ф ецосредственнмм прямым решением указанной задачи является применение набора независимых фяльтров с разлнчнымн центральными частотами; это можно осуществить с помощью как рекурсивных, так и, с равным успехом, ие.
рвкурсввйык фильтров. Нерекурсивная схема построения фильтров имеет то пре. нмущество, чта один н тот же объем памяти можно использовать для каждого яэ фяльтров набора. При рекурсивной же схеме каждый фильтр должен содержать собственную память, так как информация, накопленная в устройствах памяти, зависят как от предыдущих операций, так и от входной информации.
Метод реализации набора фильтров, позволяющий существенно уменьшить общий объем набора, был предложен Рейдером и Голден [8). Прн этом методе используется один базовый гребенчатый фильтр, который является основной частью каждого из фильтров набора. Передаточная функция гребенчатого фильтра имеет вид б 1 — ехр ( — гяаТ)г (31) где в зависимости от значения ехр ( — аТ) гя нулей равномерно распределены на единичной окружности нлн лежат внутри единичного круга.
При этом усиление иа всех частотах равно нулю. Остающаяся часть системы состоит из параллельяых элементов, каждый из которых селективно нейтрализует действие гребенчатого фильтра на различных частотах; вследствие этого образуется нгбср паласовых фильтров. Таким образом, каждый фильтр состоит нэ части гребенчатого фильтра, эа которым следует резонзнсный фильтр (контур); его дсйствге сгодится к компенсации одного иэ нулей и комплексно сопряженного с игм яуля яосредсгвом пары полюсов. Фактически зта пара полюсов определяет гве сопряженные частотные полосы, которые пропускают и положительные, и отрицательные допплеровские частоты.
Резонансный фильтр, который благодаря введению дополнительного нуля производит одннайовое усиление вне зависимости от значения частоты, имеет передаточную функцию вида 1 — е а созыв Тг-т 1-2е 'гг соэыьТг-г+е (32) где еь — желаемая центральная частота.
Все нули и полюсы одвягаются с едя. пичной окружности введением множителя е аг для достижения лучшей устойчявости. Прн этом нельзя ожидать полной компенсации сигналов на заданной частоте и невозможно затем нейтрализовать эту компенсацию, располагая полюс 'ва единичной оиружностя, что означало бы бесконечное усиление. в близкой окрестности от нулей. (Здесь также. применимо замечание относителько шума, сделанное в $ 11.6.) Чрезмерно сдвигая нули и полюсы, мы ухудшаем частот-. ную харахтеристику системы. П.7, Быстрое преобразование Фурье 4 $.7.
Быстрое преобразование Фурье Дискретное комплексное преобразование Фурье конечного числа )уз выборок дискретного сигнала определяется соотношением [20 — 22]. К,-1 3(й)=Т ~Ч~"„х(п) е и 0 Рде Б (й) — комплексная компонента спектра й-й частоты, а х (и) — выходные выборки. Влад Кампанснпг на нуладай частоте Камаанант на частагпе, састбегастбующсй ууа частатьг быбарки Камланснт на частоте, сааглбснгстбующей тб часттлы быаарни Кампснснгп на частатс, ссатбстстбующсй Угс частоты дьгйсрки Рис.
!г. структурная схема устройства с четырьмя вхедвми, реализующего впФ иа осиеве адгоритма кули-таки дл» вычисления дискретного иреобразоваиия Фурье четырех входиыя выборочных значений. Передаточная функция в зависимости от переменной а имеет аид к — 1 -уз <лд>гк, бд=Т 'ь,' е ' з-л н=о После некоторых преобразований можно записать бд = Т (зкз — 1)[скз ' (з — е'знд гкз). (35) Это идеализированное представление рассмотренного набора фильтров. Равенство (34) указывает, что иередзточная функция может быть реализована нерекурсивным фильтром, но при этом необходима память, достаточная для хранение гчз комплексных иходных выборок, и для каждого проверяемого .значения чествуй необходимо обеспечить выполнение )тз комплексных перемножений.
Так называемое быстрое преобразование Фурье позволяет путем использования алгоритма Кули-Таки [20 — 22] существенно уменьшить общий объем вычислений при расчете суммы (34). При этом вычисления производятся в таком порядке, что часть вычислительных операций используется при вычислении отклика ие на одной, а на нескольких частотах. Это осунгествляется без использоаьиия обратных связей. В работе [24] указывалось, что быстрое преобразование Фурье эквивалентно матрице Ватлсра для формирования лучей антенной решетк й.
Проиллюстрнруем этот подход на простом примере, ие вдаваясь в математические тонкости. Структурная схема устройства с четырьмя входами, яспользуемая для вы'числения быстрого преобразования Фурье (ВПФ), йоказаиа иа рис. 11ь Четыре Гл. Л, Цифровая обработка сигналов входа позволяют ввести комплексные значения компонентов входного сигнала на каждой нз четырех частот, равномерно расположенных между нулевой частотой и ЧПИ. Здесь необходимо выполнить всего 8 умножений и сложений по сравнению с !6 операциями, которые выполняются при прямой реализации формулы (33); прн этом передаточные функции получаются одинаковыми.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
