Справочник по радиолокации (ред. Сколник М. И.) т. 1 - 1976 г. (1151800), страница 118
Текст из файла (страница 118)
Дафровая обработка пина«он Для режекцин нулевой частоты (постоянной составляющей) сумма Св, 2С«...,, 2Сн должна быть равна нулю. Тогда согласно равенству (23), сумма весовых коэффициентов Ае, А„..., Ан также равна нулю. Фильтр с одним весовым коэффициентам Ат = — 1 имеет частотную характеристику п о м о щ н о с т и вида 2 — 2соз 2п(Т, что эквивалентно частотной характеристике по а и п л и т у д е вида 2мп и(Т простого компенсирующего устройства на одной линни задержки. Подобным же образом, фильтр с двумя оесовымн коэффициентами Аз и Ав, равнымн соответственно — 2 и +1, имеет частотную характеристику, эквивалентную характеристике компенсирующего устройства на двух линиях задержки.
Для этих фильтров согласно чоавнению 20 0 00 700 Процент ОПИ 50 Лроцснт ЦЛИ Ряс. 9. Тииячвые частотные «вркктеристякя рекурсивкеге ияфрввегв устройства Сдц. Весовые «евффицяеиты Аь Аг, В, и Вг сеетветствеияе равны длк кривой 1: — 2,0: 1,О; 1,55! в — 0641; лля кривой 2: — 2,0; 1.О; О 749 я -0,2721 для «ривеа З; — 2,01 1,О; О и — о,нк Рис. 9. Тивичиые чвстетвые кврвктеристи«и иерекурсивиеге цифревеге устройства СДЦ. Весовые «евффицвеиты Ае Аг, Аг и А, сеетвстствеике рввкы для кривой 1; 1,575; 3,90655; — 5,53125 и — О, 75; лля крввей 2: 1,25; -4,75; 1,75 и 0.75; для кривай 3; 2,625; — 5,625; 0 и О. (!6) все нули лежат в точке 9=+1.
Примеры более удобных частотных характеристик показаны на рис. 8. 'В подписи к этому рисунку приведены значения весовых коэффициентов,' позволяющих реализовать такие характеристики, Рекурсивные фильтры СДЦ можно синтезировать на основе дробно-линейных преобразований. Сначала рагсчнтывается обычный фильтр НЧ в р-плоскости. При расчете фильтра, так же как и интегратора, можно использовать формулы (14) и (17). Одна«она-плоскости для СДЦ нужно рассчитывать на фильтр НЧ, а фильтр ВЧ.
Следовательно, для отображения полюсов 'и нулей в г-плоскости нужно испольэовать уравнения (ба) и (7). Весовые коэффициенты, как н прежде, определяются иэ формул (16) н (16). На рис. й показаны типичные частотные характеристики н весовые коэффициенты для этого случая. Возможности аппаратуры СДЦ по сниженяю уровня мешающих сигналов ухудшаются при действии вредных сигналов, возникающих внутри самой системы.
Различают два вида таких сигналов: 1) шум, возникающий из-за несовершенства аналого-цифрового преобразователя (шум лреобразолания); 2) шум, возникающий из-за округлеянв значений выборок входного сигнала и результатов вычислений в соответствии с разрядной сеткой цифрового устройства; такой шум называется шумом каанглоэания. Прн рассмотрении шумов мы еще вер- а 20 В 70 0 Ю Ю -70 70 ч 0 Ф -70 ~-10 700 ' 0 118.
Цифровое устройство СДЦ пекся к этим мешающим сигналам. Здесь же следует лишь указатгь что на выходе СДЦ действует некоторая выходная мощность шума )т' даже в том случае, когда входной сигнал, теоретически, не должен давать сигнала на выходе. Характеристикой качества функционировании СДЦ является коэффициент улучшения 1, определенный Стейнбергом как отношение (18). 1 = гоlгь (25) где гв — отношение мощности сигнала к мощности мешающих отражений яа выходе; г~ — отношение мощностя сигвала к мощности мешающих сигналов на входе. Для аппаратуры СДЦ, в которой при дяскретизацни входной сигнал представляется и-разрядным кодом, включающим один разряд для обозначения знака, максимальвая относительная мощность мешающих отражений яа входе (по постоянной составляющей), при которой возможна обработка свгнзла, равна (2" - ')'.
Следовательно, максимально достижимый коэффициент улучшения 1=К2з -з(У, (26) где К вЂ” коэффициент усиления сигнала по мощности, а М вЂ” выходная относительаая мощность шума самой системы СДЦ. Коэффнциент усиления сигнала получен усреднением по всем допплеровским частотам. Квадратурные каналы.
Частотная характеристика, ассиметричная относительно центральной частоты (равной половине ЧПИ), может быть реализована применением комплексной весовой обрабошхи. Пря этом для хранения действвтельных и мнимых частей обрабатываемых сигналов необходим удвоенный обьем ЗУ; кроме того, процессы всех вычислений усложняются. В таком устройстве сигналы двух аналогичных квадратуриых каналов подаются на один АЦП, работающий в режиме разделения времени; возможно также н применение двух АЦП.
При оперировании с дкумя (Р и 9) квадратуриыми каиалвмя выходной сигнал, например, канала Я (мнимая часть входного сигнала) накапливается в «мнимойэ части ЗУ. В комплексных системах для образования взвешенного комплексного значения выходного сигнала надо выполнить четыре раздельных умножения и два сложения: действительный выход = (действительный вход) Х (действительный вес)— — мнимый вход) Х (мнимый вес)); (гу) мнимый выход = (действительный вход) Х (мнимый вес) + ((мнимый вход) Х (действительный вес)). (28) Другое важное следствие использования квадратурных входных каналов, является возможность формирования квадратурных выходных каналов, что позволяет вычислять мощность сигнала по выборкам, представляющим лишь небольшую часть периода допплеровсиой частоты.
Это справедливо, так как мощность сигнала рзвпа сумме квадратов сннфазного и квадратурного компонентов амплитуды для любого значения фазового угла. При этом, кроме всего про' чего, разрешается и*проблема чсяеныхъ фвэ, которая связана с периодической дискретизацией аз одноканальной системы допплеровского сигнала в тот момент ,времени, когда синусоидалънмй сигнал проходит через нуль. 'Шумы квантования и нраабразоввиия. При обработке сигналов в реальном масштабе"времеян АЦН должен функкионировать чрезвычайно быстро.
Типичными являются тактовые.частоты обработки порядка 1 МГц. В то же время, особенно в устройствах СДЦ; может оказаться иухсиым производить квантование выборок сигнала для их кодирования в виде десятиразрядных слов. Попытки обеспечения лучшего разрешения путем оперирования с более длинными словами могут привести к томуз что значение последнего разряда окажется случайной величиной, определяемой внутренними шумами схемы и источниками .питания, а не входным сигналом.
Совокупность факторов, вызывающих неопределенность последнего символа, называется шумом преобразователя; его величина определяетси конкретной струнтурой используемого преобразователв. Гл. 1!. !!офроаая обработка сагнолоа л Ж=' — ~~ (Аэ)з, дз 12 а=о (29! где Аэ — значения весов, а Аэ = 1 по определению. Определение числа разрядов, необходимого для представления суммы, само по себе не является сложной проблемой, так как сумма двух чисел может отличаться от наибольшего суммируемого числа не более чем на один старший разряд.
Когда одно нз чисел перед суммированием умножается' на весовой коэффициент, число разрядов может возрасти не более чем в два раза. В рекурсивном фильтре проблема становится более сложной, так как в ней каждый сигнал, соответствующий произведению, включается в сигнал обратной связи, и, следовательно, повторно яспользуется и подвергается повторной весовой обработке пйи вычислении новьцг произведений. Поэтому число разрядов может неограниченно возрастать.
В реальных устройствах змачение произведения ограничивается некоторым фиксированным числом разрядов. Здесь кроется ек!е один источник расхождения,ыеисду теоретическим значением выходного сигнала я значением, получйемым 'ка йрйктйке. Как 'показано в работе (91, для любого нз рс- 44Ф Даже в том случае, когда ДЦП является совершенным устройством, на вход цифровой системы поступают шумы различного вида, которые не были учтены при синтезе фильтра. Они возникают из-за того, что для представления каждой выборки входного сигнала используется ограниченное число разрядов; то же самое относится н к представлению весов, сумм и произведений в арифметическом блоке.
Обусловленный всеми такими ошвбкамн шум рассматрнвают кан шрж каанглоаания. Шумы, возникающие из-за неточного определения значения весов, чаще всего можно не учитывать. Это означает, что при весовой обработке не обязательно использовать весовые функции, полюсы и нули, которые точно совпадают с вычисленными значениями. Положение нулей и полюсов можно несколько смес. тить тэк, чтобы весовые коэффициенты были целымн числами. Это обычно незначительно сказывается на передаточной функции, за иснлючением тех случаев, когда полюсы расположены вблизи единичной окружности.
Прн использовании комбинаций цифровых фильтров, характеризующихся преобразованиями пергвого и второго порядка, эффект округления весовых ноэффициентов менее заметен, чем при использовании единственного канонического фильтра. Рэйдер и Голд разработали фильтровую систему второго порядка, в которой пеной увеличения объема вычислений удается еще более уменьшить елияние неточного квантования весовых функций (19!. Остальные эффекты, связанные с квантованием используемых величин, за.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
