Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 56
Текст из файла (страница 56)
(5.6.23) гп гп („„-'(г Гг (( (((г( — (гг,..(г '((„„(((ж) (56 24( о о а фаза когереитиого гетеродина в произвольный момент времени Рог = Рп„,+2 ~ 1„г(Г) и. (5.6.25) а(зв В системе, показанной на рис. 2,27, на выходах первого и второго смесителей образуются разностные частоты, а следовательно, и разности фаз. Начальная фаза синхронизируемого когерентного гетеродина, т. е. начальная фаза опорного сигнала, действующего на фазовый детектор, равна разности фаз передатчика и местного гетеродина в момент окончания синхронизирующего импульса, когда процесс синхронизации следует считать установившимся. Соответственно начальная фаза когерентного гетеродина в момент г' = тп Разность фаз когерентного гетеродина и сигнала на входе фазового детектора в соответствии с (5.6.23) — (5.6.25) ги и гр=григ гргпч=2" ~ 1п(г)г(г — 2п ) 1мг(г)'(г о а г — с з + 2п ~ 1иг(Г) г(( ~п ~ АР) а((+ 2п ~ 1мг(() г((+Чгц и о о ~з г = — 2п ~ ~~(~)Й+2п~ )'„м(Г)г(( ( ги ги + 2п ~ )„„(Г) г((+.
гр Ь „. „, цг прихода отраженного сигнала г' = г, разность фаз на входе фазового детектора ги ~з ~з гр = 2п ~ 1п И) г((+ 2п ~ 1„(Г) гй + 2п ~ ?ггг И г((+ грц ° (5.6.26) Если частоты передатчика Ги и гетеродинов ?м„, риг стабильны, то гр = 2п?п тгг + 2п?згг (гз — т~г) .1- 2п?гм (гз ти) + грц (5.6,2?) Для одной и той же цели, расстояние до которой от периода к периоду повторения не меняется, т. е.
г, = сопз( при грц =- сопз(, разность фаз в последующих периодах повторения остается неизменной (<р, = грз). Соответственно амплитуда нескомпенсированного остатка на выходе системы ЧПК ЬУ = — У, соз гр, — Уз соз гра = О, т. е. компенсация является полной. Пусть частоты передатчика и когерентного гетеродина стабильны, а частота местного гетеродина уходит по линейному закону: ?згг = ?зг„о + йигг; скорость ухода частоты г' з!г ймг == Л?м,,~И, (5.6.28) где Л)м„и М вЂ” произвольные приращения частоты и времени. 324 Разность фаз в двух последующих периодах повторения 0 ...Т„и Тп ...2Тп прп 1, ъта: т„+г, схфмг фз гуг = 2 Г ) ((мго+ймг/) С(г гк+ п 'о — 2гс ~ (/хпо+/гм„() а(= 2п/гм,(, Тп — 2п/)м„тп Тп ю тн ж 2п/гм„/, Тп.
(5.6.29) Если разность фаз /зфм„достаточно мала, то разность амплитуд сигналов в двух последующих периодах повторения ЬУ = У, сов грх — Уо сов гр, ж У,Ьфм„з!и гр, откуда коэффициент улучшения /г = 2/Лфог = 2/(2пймг /оТп)о (5 6 30) Отсюда (см. (5.6.28)) допустимая скорость ухода частоты местного гетеродпиа /Гхггдоп = (Ц/мг//11)доп = 1/4 44 )//гтоТп. Если, например, принять допустимым /, = 33 дБ (коэффипиент компенсации К„= — 30 дБ), т. е. /„„и = 1995, то (/а/х1г//а()дон 1/200/оТп (5.6.31) а если учесть, что /аюох = Тп, то (4м /Ы)д агах ж 1/200Тй. Точно так же для когерентного гетеродииа (Мнг//(1)доп = 1'200/а Тп', (Жпг//)1)допюах = 1/200 Тп Что же касается допустимой стабнльностн передатчкка, то нз (5.6.26) имеем и+ а 11 ~фа=фа фх=йп ) (/по+оп О г(1 — 2н ~ (/по+да 1) Й, т„ о откуда Лфп = 2пйпгнТп н далее таким >ко способом, каким получено (5.6.31), найдем (3/„/131) „„=-1/200гг т„.
(ог.6.32 Так так в рассматриваемом случае фазнрованнн по промежуточной частоте /„г « /»г, то прн равной абсолютной стабильности местного н когерентного гетероднна более жесткне требования предъпв лкютса к относительной стабильности местного гетероднна. Пусть, напрнмер, прн тн — — 2 мкс, Тп = 2 мс, (омах = 1 мс ( 0 = 150 км), /и = 3 ГГц, /нг = /пч = 30 МГц. Допуспгмме око.
322 Рости Ухода частоты (Л1кг(Л()доп = (Л1мг1Лг)доп =- 2,5 кггь/с; (Лг'„'Л!гдоп =- !,25 ХГц/с. так как на работу системы СДЦ влияют уходы частоты, происходящие аа период повторения рю то соответствующие допустимые нестабильности (Л1м„)до„= (Л1кг)дон =- = 5 Гц; (Луп)доп = 2.5 кГц. Соответственно относительные нестабильности аа период повторения: (Л1мг11мг)донке ( У'(О ' (Л1кг11кг)доп = Цгпб ' (Л1п~1п) = се О,а.(О Требования к кратковременной относительной нестабильности 10-' ...10-' за период повторения для передатчика (иапример, магнетрона) и когерентного гетеродина сравнительно легко выполняются на практике без применения специальных мер.
Относительная же стабильность частоты местного гетеродина должна быть примерно 10-', поэтому требуются специальные меры стабилизации частоты. К ним можно отнести использование местного гете- родина, работающего на гармониках кварцевого генератора, применение отражательного клистрона, в котором колебательная система стабилизирована высокодобротным резонатором; применение отражательного клистрона с автоподстройкой частоты и др. При результирующей оценке следует иметь в виду, что изменение фаз колебаний передатчика и гетеродинов -происходят независимо.
В наиболее неблагоприятном случае они суммируются арифметически, а .в благоприятном компенсируют друг друга. Среднее квадратическое значение результирующей фазы пр (гр) = )/ о„',г (гр) -1- и„', (гр) + и„' (гр). Полагая и (гр) т пмг(гр) ж пкг(гр) = и (гр), имеем ттр (гр) = У3п (гр).
Если подставить Ьгр = о (тр) в (8.6.2!), то при допустимом коэффициенте улучшения 33 дБ ад, (гр)= = 'р'211998 3 = 0,018, откуда по аналогии с предыдущим п„„(1) = п„„Д) = 0,01812М,; п„(Г) = 0,018/2птк. Если время задержки в системе ЧПК Т, ~ Тп то, как нетрудно видеть, на выходе появляется остаток в виде двух ~ импульсов длительностью Ьтк = Т вЂ” Т,. Так как после подавителя имеется двухтактный детектор, изменяющий полярность отрицательных импульсов, то образуются два импульса общей длительностью 2Ьтк. Остальные цепи, являющиеся для этих импульсов достаточно узкополосными, производят их усреднение, так что их амплитуда уменьшается (при прямоугольной форме) до ЬУ = У,2Ьтм1ти.
От- 323 сюда относительное допустимое изменение задержки (см. (5.6.20)„(5.6.21)) (Ат„УТв)иоя —— 1Лф 2(,доя, где д =- Т„гт„— скважность. Например, при 1тх,„— — 1995 и д = 10' получим, что (Ат„/Ти)ио, = 1,6 ° 10-', т. е. достаточно жесткое требованне. 3.7. ЦИФРОВАЯ ФИЛЬТРАЦИЯ ПРИ ОБРАБОТКЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ 1. Общие сведения о цифровой фильтрации.
Понятие цифрового фильтра (ЦФ) используется подобно тому, как это делается для аналоговых систем обработки, часто именуемых фильтрами. Так же, как н аналоговый фильтр, ЦФ Рис. 3.33. Структурная схема цифрового фильтра преобразует сигнал по заданному алгоритму, например алгоритму СФ. Как известно из 3 4.2,в аналоговойфильтрации возможна обработка во временной области, описываемая с помощью интеграла свертки и осуществляемая с помощью элементов задержки сигналов, и обработка в частотной области, описываемая интегралом Фурье и осуществляемая с помощью фильтров частотной селекции.
Такие же алгоритмы используются при цифровой фильтрации. Структурная схема ЦФ изображена на рис. 5.35, Входной непрерывный сигнал и (1) с помощью импульсного элемента (тЗ дискретизнруется, т. е. превращается в последовательность амплитудно-модулированных импульсов хт(1), следующих через интервал дискретизации Т. При этом длительность этих импульсов значительно меньше интервала Т.
В аналого-цифровом преобразователе Ах(П осуществляется квантование (дискретизация по уровню) и переход от аналоговых величин к числовым х„, т. е. каждому уровню присваивается кодовое слово, являющееся последовательностью бинарных единиц 0 и 1. Процессор (арифметическое устройство — АУ) преобразует по определенному алгоритму последовательность х„в у„; она с помощью цифро-аналогового преобразователя ЦАП и устройства сглаживания УС превращается в выходной аналоговый сигнал 324 у (1); АУ является важнейшим элементом ЦФ, и поэтому часто под цифровым фильтром понимают именно АУ, реализующее определенный алгоритм. При переходе от аналогового прототипа системы обработки сигналов к его цифровому эквиваленту в простейшем случае исходят из того, что чем меньше интервал временнбй дискретизации и шаг квантования, тем ближе свойства цифрового эквивалента к свойствам аналогового прототипа. Однако такой подход вызывает усложнение аппаратуры„из-за роста разрядности чисел и емкости памяти запоминающего устройства (ЗУ) требуется высокое быстродействие узлов.
Это имеет смысл, например, при построении подавителей систем СДЦ, но, как правило, не используется в устройствах обнаружения, так как последние обладают высокой эффективностью при числе уровней квантования 2 ...4, когда потери в пороговом сигнале меньше 2 ...3 дБ. Цифровые методы обработки сигналов отличаются стабильностью и универсальностью, позволяют исключить дрейфы, обусловленные влиянием температуры и вибраций. Для получения требуемых характеристик фильтров достаточно изменить весовые коэффициенты. Кроме того, появление больших интегральных схем (БИС) значительно облегчило практическую реализацию ЦФ.
2. Общие сведения о х-преобразовании. Дискретизация сигнала, которая осуществляется на входе ЦФ, описывается с помощью решетчатых функций х (й) = х (йТ), где й = = О, ~1, ~2, ... При анализе решетчатых функций вместо аппаратуры дифференциального и интегрального исчисления используется их дискретный аналог в метод конечных разностей и сумм, В общем случае линейного ЦФ с постоянными параметрами входной и выходной сигналы связаны разностным уравнением У(й) + ь:У(й — 1) + ьзу(й — 2) + ...
+ ь„у(й — и) = = пах (й) + а,х (й — 1) + ... + а„,х (й — ш), (5.7.1 порядок которого равен наибольшему вычитаемому аргументу у искомой функции у. Реакция ЦФ у (й) в момент й Т определяется значением входного сигнала в этот момент, т. е. х (й), а также линейной комбинацией предшествующих значений входного х (й — 1) и выходного у (й — 1) сигналов. Обратная связь с задержанными входными сигналами характерна для так называезпах рекурсивных фильтров. У нерекурсивиых фильтров выходная величина зависит только от текущего 32$ значения и конечного числа предшествующих значений входного сигнала: з1 у()з) =- ~чр ~а;х()с — )), (5.7.2) а=о Для определения частотной характеристики и реакции системы пелесообразно воспользоваться дискретным преобразованием Лапласа в виде г-преобразования: Я [х()с)[ =-Л'(г) = ~ч'„х(Й) г ", (5.7.3) а=о Рис, 3.36.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
