Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 52
Текст из файла (страница 52)
Так, для 0 = 0,86 и г = 3 102м при и =- 30, 100 и 300 элементов дальности длн данного положения луча улучшение чувствительности (по отношению к двоичному накоплению) составляет соответственно 4,4; 3,6 и 3,2 дБ (эти значения несколько выше при аналоговом накоплении).
Имеются некоторые варианты последовательного анализа, чпрощающие реализацию. Таким является двухэтап- 29З ный обнаружитель. При этом результат накопления У импульсов сравнивается с порогом. Если он не пересекается ни в одном элементе дальностп, луч антенны перемещается в следующую позицию. Если же порог пересекается в одном элементе, то излучается еще М импульсов, производится сравнение со вторым порогом и выдается более уверенное решение (т.
е. с меньшей вероятностью ложной тревоги) о наличии цели. Выигрыш по сравнению с однопороговой системой зависит от отношения сигнал-шум, значений И и М, но составляет примерно 2...3 дБ. Возможно также управление энергией импульсов. Для этого после перееечения отраженного импульса (или последовательности импульсов) с первым порогом повышается энергия следующего сигнала, после чего отраженный сигнал сравнивается со вторым порогом. Если пересекаются оба порога в одном элементе дальности, принимается решение о наличии цели. При этом для гп = 100...300 элементов дальности достигается зкономия в мощности на 3...4 дБ.
Прн добавления третьего порога достигается дополнительный выигрыш 0,5 дБ, З.З. ПОДАВИТЕЛИ ПАССИВНОИ ПОМЕХИ СИСТЕМЫ СДП 1. Метод череспериодной компенсации. Для выделения полезных сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех (см. $ 2.4) используются системы СДЦ, реализуемые с помощью когерентно-импульсных РЛС (~ 2.4, 2.5) и включающие специальные РГФ ($ 4.7) — подавители пассивных помех. Простейшим таким подавителем является устройство чареспериодной компенсации (ЧПК). Как следует из рассмотрения разных вариантов когерентно-импульсных РЛС, на выходе фазового детектора образуются видеоимпульсы, которые в случае движущейся цели пульсируют, а в случае неподвижной имеют постоянную амплитуду. Пассивная помеха также флуктуирует, что приводит к соответствующим флуктуациям амплитуды сигнала на выходе фазового детектора. Однако практически такие флуктуации в ряде случаев достаточно медленны по сравнению с периодом повторения импульсов. Различие сигналов движущихся и неподвижных целей обеспечивает возможность их разделения.
Очевидно, достаточно сравнить амплитуды сигналов через период повторения импульсов (метод сравнения по огибающей), что в про- 297 стейшем случае сводится к череспериодной компенсации. Структурная схема устройства ЧПК изображена на рис.5.21. Сигналы после фазового детектора без задержки ца (1) (прямой канал) и с задержкой на период повторения из (1— — Т„) (задержанный канал) поступают на вычитающее устройство, так что образуется функция ичпк(1) = из (х) — иа (1 — Т,).
(5.5.1) При вычитании одинаковые импульсы компенсируются, а импульсы разной амплитуды дают нескомпенсированный Рнс. з.зк Структурная схема чПК остаток. Полагая, что оба канала идеальные, не искажающие форму импульсов, найдем с помощью (5.5.1) и (2.4.9) амплитуду видеоимпульсов на выходе устройства ЧПК ичпк = и, с ° (Ч= 2пР„1 + р, + р„) — и. соз (Ч= 2 Р„х х (1 — Та) + р, + р„) = = 2Ус з)п(~ нРдТн) зйп(~ 2нРд1 =ЬнРдТп+ Че+ фц) (5.5.2) Таким образом, амплитуда видеоимпульсов движущейся цели изменяется по сннусоидальному закону как по величине, так и по знаку с доплеровской частотой. В случае же неподвижной цели (Рд = О) получим Учпк = О.
Напомним, что формула (2.4.9), используемая в (5.5.2), не учитывает импульсного характера сигнала. Поэтому в ней не отражено то, что в общем случае огибающая видеонмпульсов на выходе фазового детектора системы СЩ имеет частоту не Р„, а Р,„(см. рис. 2.24). Это, однако, не влияет ни на спектр входного сигнала (рнс. 2.20, а)„ни на формулу (5.5.2). На рис. 5.22, а изображена в пределах периода доплеровской частоты смесь сигналов неподвижной (пунктир) и движущейся целей, на рис. 5.22, б показаны те же сигналы, задержанные на время Тн, а на рис.
5.22, в — сигнал на выходе вычнтающего устройства. Как видно, в данном идеальном случае сигналы неподвижных целей, за исключением ззз лллпМшктл Чсвь з 0ьддлналлцепь дь(г) $ ! 1 ! а) 2-Г -Ь тв 2Гп ие0-51 б) 0 иьЮ- б) диЮ г) Рис. 9.22. Времевийе диа- и граммы процессов в системе 0 ЧПК 0 а) имЕг! ив Рис. 9.23. К действию двух- 0вь тактиого детектора 0 мощью двухтактного детектора (рис. 5.22, г). Таким образом, из имеющейся пачки, включающей 10 импульсов движущейся цели и 10 импульсов неподвижной цели, образовалось 11 пульсирующих по амплитуде импульсов движущейся цели и два нескомпенсированных импульса неподвижной цели. Амплитуда видеоимпульсов на выходе двухтактного детектора (рис.
5.23) Удь У ~ з(п (т 2пг„г -~- и ггтТ + гре+ гр„)1, где У = 2У, ~ з(п и ГаТ,~. (5.5.3) 299 остатков в начале и конце пачки, полностью компенсируются. У сигналов от движущихся целей нескомпенснрованные импульсы имеют разные полярности. Перед использованием такого двуполярного сигнала, например, для подачи на накопитель его следует преобразовать в однополярный с по- Произведем усреднение по времени.
После двухполупе. риодного детектирования синусоиды среднее значение равно Узз= — У = — У, ]э]ппР Т„]. (5.5.4) я и я При оптимальной скорости, когда Рд = Р,/2 (или ЗР„/2, 5 Р„/2 и т. д.), среднее значение амплитуды видео- импульсов Узэ = 4У,/и. При других скоростях цели Узз уменьшается и делается равной нулю при слепых скоростях.
Следует и отметить, что процесс подавления можно продолжить с помошью такого же подавителя, включенного последовательно с первым (двукратная ЧПК). В этом случае ичпк (/) = ]из (/) — лэ (/ — Т„)] — ! иэ (/ — Т,)— — иэ (1 — ҄— Тя)] = из (/) — 2из (/ — Т„) + изх х(Š— 2Т,). (5.5.5) На рнс. 5.24 показаны экраны индикаторов РЛС без СДЦ и с СДЦ.
2. Частотная характеристика системы ЧПК показана на рнс. 5.25, а устройство ЧПК представлено как система с задержанной прямой связью. Все элементы системы подобны рассмотренным в случае накопителя (см. рис. 5.1). Импульсная характеристика (когда на входе действует 6- функция) л (1) = 6 (1) — 6 (1 — Т,). Для определения частотной характеристики подадим иа вход гармонический сигнал ~"'. Так как коэффициент передачи идеальной линии задержки на Т, равен е ~"~я, то на выходе получим (1 е и ти) ем, Тогда К(и)=У,„„./У„=1 —.е ' ~ . (5.5,5) Отсюда АЧХ К (в) = ]]/(1 — соэ вТ„7 + гбпх ыТ„] = =- 2 ]гбп вТ„/2] (5,5,?) (рис. 5.25, б), т.
е, устройство ЧПК является простейшим РГФ. Его фазочастотная характеристика определяется из соотношения Мп и Тц мг„ 1аф(ы]= " =с1а —, 1 сО5 ЮТ~~ 2 откуда ~р (м) = я/2 — ыТ„/2. зоо Таким образом, фаза характеризуется линейным изменением (штриховая линия на рис. 5.25, в), причем ее целесообразно определить в пределах интервала периодичности (я тр (ат), равного тс (что соответствует изменению отТ в пределах 2п). При этом получаем периодическое изменение тр (от) (сплошная линия на рнс.
5.25, в). а) Рис. 5.24. Иэображение на экране индикатора кругового обзора РЛС без СДЦ (а) и с СДЦ (б) ая бта мт„ б) (5((к) я/г Рис. 5.25. Частотная ка. 0 рактеристика (б, в) по- Г~/2 давителя с ЧПК (а) Частотная характеристика РГФ наглядно поясняет работу подавителя со спектральной точки зрения.Так как периодическая последовательность импульсов от неподвижной цели имеет спектральные составляющие на частотах лг"я (а = О, ), 2,, ), т, е. в нулях частотной характеристики си- 301 стемы РГФ, то сигналы таких целей полностью подавляются. В случае движущихся целей спектральные линии имеют частоты лРп ~ Рю т. е.
соответствующие сигналы проходят на выход системы ЧПК. Однако амплитуда этих сигналов сильно зависит от скорости цели. На рис. 6.26 показано расположение спектральных линий при двух скоростях цели. Для доплеровского сдвига Рлг (штриховые линии на рис.
6,26, а) спектральные составляющие заметно подавляются по сравнению с Рде — — Р„/2 (оптимальная скорость цели). ф,у(г) к(г) гдг*Гп Гдг гп Гдг ~п~гдг па+где а) 4 Рнс. 5.26. Работа подааителя со спектральной точки зрения 3. Система многократной ЧПК. Вследствие конечного числа им. пульсов в пачке и флуктуаций отраженного сигнала спектральные линии ках неподвижных, так н движущихся целей имеют нонечную ширину (рнс.
5.26, б). Зубья режекцин простого подавителя с ЧПК плохо согласованы (см. 6 4.7) со спектром помехи. Для лучшего подавления спектральных составляющих помехи и сохранения спектральных составляющих сигнала желательно сделать частотную характеристику в области режекции более крутой, а пзубьяз режекции достаточно узкими. Этому удовлетворяют в определенной сте. пени подавители с многократной череспериодной компенсацией, ко. торые представляют собой последовательно включенные простые подавителн. На ряс. 5,27, а изображена схема двукратной ЧПК.
Ее АЧХ имеет вид К (в) = 4 з(ппвтн!2, что иллюстрируется сплошной линией на рнс. 5.26, б вместе с энергетическим спектром сигнала н помехи (для сравнения штриховой линией показана характеристика однократного подавителя). Подавнтель высокой кратности может быть использован для подавления широкополосной помехи, но он весьма сильно подавляет полезный сигнал. В связи с этим возникает задача синтеза РГФ, обладающего более узкими н крутыми зубьями режекции. Для этого необходимо наряду с применением более чем одной ЛЗ использовать дополнительные обратные связи. Повышение крутизны зубьев режекцин ГФ неизбежно связано с повышением числа элементов памяти. На рис. 5.27, б показана схема двукратной ЧПК, имеющей дополнительные обратные связи р, и Рз.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
