Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 55
Текст из файла (страница 55)
После простых преобразований получим г, = 0,5 (1 — ехр [ — (и/о/г" и)о/а[). ' (5.6.3) При медленных флуктуациях, когда спектр помехи достаточно узкий и х = (и/о/г п)в/а < 1, принимая 1 — е-' ж ж х, получаем ги — а (Р,/и/,)в/2. (5.6.4) Для схемы двукратной ЧПК аналогичным путем найдем г, = а' (Рп/и/о)'/12. (5.6.5) При оценке качества подавителя целесообразно учитывать не просто степень подавления помехи, но и то, как подавитель изменяет уровень внутренних шумов.
В связи с этим вводится понятие иоэффициента улучшения (выигрыша) подавителя, который равен иоэффициенту подавления по- 315 мехи, нормированному относительно внутренних шумов, т. е. г и вх~рш вх (5.6.6) — — ги где К, = Ржвых(Р „„— усиление шума по мощности. Если взять значение сигнала как среднее по всем возможным скоростям цели и предположить, что энергия сигнала равномерно распределена по интервалу частот Р„, то среднее усиление сигнала по мощности Ре,,1Ревх = К„, откуда следует, что коэффициент 7 является коэффициентом улучшения подавителя в отношении сигнал-помеха: Р вых!Ривых (5.6.7) Р хlР„вх Учитывая, что подавитель как РГФ обладает периодической АЧХ, воспользуемся для определения коэффициента К отношением средней мощности шума на выходе РГФ в полосе частот, соответствующей периоду Ри его АЧХ К (7), к средней мощности белого шума на входе РГФ в той же полосе частот Кж=)Уо ~ К'йс()7Аго Ри= ~ КвЧ) 47Ри, (568) о о где Мо — спектральная плотность белого шума.
Для устройства ЧПК несложные вычисления дают К = 2, при двукратном череспериодном вычитании К = 6, откуда с помощью (5.6.4) — (5,6.6) и (3.9.6) получим для этих двух случаев: 7х = а (Ри(гаях = 2 (Ри/2по )"; ! = ав (Рпlя7о)' = 2 (Ра!2пог)', (5.6.9) где ог — средний квадратический разброс частот сигналов от элементарных отражателей распределенной цели.
С помощью (3.9.4) при средней радиальной скорости распределенной цели пр, и среднем квадратическом разбросе скоростей о„= огг.(2 получим 7х = )„хР:78их (о„'+ и1,о); 7х = Х'Р'„/128п' (ах + про)х. (5.6.10) 2. Вляявяе вращевяя антенны. При вращении антенны амплитуда отражеввого сигнала повторяет диаграмму направленности антенны па мощяостн (см.
ряс. 1.1о). Для учета влияния вращения 316 антенны воспользуемся спектральным методом. Сигнал помехи па входе приемника прн вращении антенны лнл (!) пп (1) Рр (!) (5.6,1!) где ип (г) — сигнал помехи без учета антенны, а функции Ря (!) на основании (1.4.1) и (!.4.7) равна илз Рр(1)=ехр — 2,8 — !з (5.6.12) Ейз Вращение антенны приводит к расширению спектра воздействующего на нее сигнала в тем большей степени, чем больше иа/йе,з (меньше длительность огибающей Рр(!)).
Для упрощения математических аыкладок учтем влияние антенны лишь в двух крайних случаях — узкополосной и широкополосной помехи нп (!). При узкополосной помехе ширина ее спектра на входе приемника опреде. ляется в основном влиянием антенны. В связи с этим найдем спектр функции Ря (1). Преобразование Фурье 3, (ы)= ~ Р,(!)е дыгай при подстановке сюда (5.6.12) дает после несложных вычислений Зл (/) = ехр — . (5.6,13) ')Г 2,8 (ил /В„) 2,3 (и, /пВ„) Далее найдем энергетический спектр в виде квадрата спектральной функции напряжения /з Яда(/) =Я~д (/) =8ае ехр (5.6.14) 1,4 (и„ /пВ,,) что позволяет определить коэффициент подавления на основе уже известных формул. Сравииаан (5.6.14) с (3.9.3), получаем с помощью формулы (5.6.4) гн=(Ри Оо 3/ил )'/2,8=Уз з/2,8, (5.6.15) (5.6.!6) отнуда /з = гп Кш = У ~о з/1, 4, где Уе,з — число импульсов, облучающих цель за времн поворота антенны на ширину луча по точкам половинной мощности.
Аналогично для двух- и трехкратной ЧПК /з=У$ з/3,84;!з=УРо,з/16. Если помеха занимает более широкую полосу частот по сравнению со спектральной характеристикой (5.6.14), определяемой антенной, то последняя пралтически не влияет на коэффициент подавления, и можно пользоваться формулой (5.6.4). 317 Для уменьшения влияния модуляции отраженных импульсов используется приемник с логарифмической АХ и быстродействующая автоматическая регулировка усиления (БАРУ), а также ограничение перед подавителем. Это позволяет нормализовать остаточные пассивные помехи и шумы, однако приводит к появлению дополнительных спектральных линий, что уменьшает коэффициент улучшения подавителя, особенно в подавителях большой кратности.
Поэтому более перспективным является использование адаптивной системы СДЦ (см. э" 5.8).- 3. Подпомеховая видимость. Коэффициент подпомеховой видимости К „, определяется как отношение средней мощности пассивной помехи к средней мощности полезного сигнала от цели на входе подавителя (в линейном тракте приемника) при определенной вероятности обнаружения сигнала на фоне помех, определяемой, например, отношением средних мощностей сигнала и помехи на выходе пбдавителя. Этот коэффициент характеризует такое соотношение мощностей на входе приемника, при котором движущаяся цель обнаруживается и в том случае, когда на входе системы СДЦ сигнал цели слабее, чем помеха: !»е»х»п»мх р«ви» га в«ге и (5,6.1 8) Здесь индексы «с» и «и» обозначают сигнал и помеху.
К, — коэффициент прохождения полезного сигнала; р,„— отношение сигнал-помеха иа выходе подавителя; г„— коэффициент подавления. В случае ЧПК коэффициент г„ можно заменить выражением (5.6.4). Коэффициент р«„определяет порог обнаружения. Обычно принимают р„= = 9, т. е. среднее квадратическое значение флуктуаций полезного сигнала в три раза превышает среднее квадратическое значение помехи. Для определения коэффициента К, воспользуемся усредненным значением сигнала иа выходе двухтактного детектора У»э при оптимальной скорости, когда г д = г „/2. Согласно (5.5.4) К, = ((7««„,ЛI,)» = 16Ъ«. Подставляя все указанные значения в формулу (5.6.18), получаем Кпп« = 16Уо.»12~8 ° 9п' = 0,064й!ал, (5.6.19) или в (децибелах) К„„, = 20 18 0,25й!««.
Например, при й!«» = 20 имеем К„„, = 14 дБ, т, е, движущаяся цель будет обнаружена, когда на входе при- 3!3 емника сигнал от этой цели на 14 дБ ниже, чем сигнал от мешающих отражений. Требуемое значение К„, можно определить как 10 1а (Рзрд(Рдр ), где Р,р„и Р, — мощности сигнала и помехи на входе прнемййка. Учет влияния внутренних шумов является более сложной задачей, однако его можно в ряде случаев не производить, так как системы СДЦ обычно используются на сравнительно малых дальностях н выключаются на предельных дальностях, где они понижают чувствительность приемного тракта.
4. Влияние нестабильностей на работу системы ЧПК. Даже если цель неподвижна, то от периода к периоду повторения происходят незначительные изменения фазы Йр. Тогда на основании (2.4.9) амплитуда напряжения на выходе устройства ЧПК ЬУ = У, соз «р — У, соз («р + Ь«р) = = 2У, яп (йр/2) яп («р + йр/2) ж У,бф з!п «р. (5.6.20) Наибольший нескомпенсироваииый остаток будет при «р = п(2, когда ЬУ = У,йр. Остаток ЬУ может вызываться как внешними факторами (см. пп. 1, 2), так и внутренними (из-за нестабильности работы элементов системы СДЦ). При этом фазовому сдвигу йр соответствует нестабильность частоты, определяемая средним квадратическим разбросом пп причем /!«ф = 2ппгТ,.
Это позволяет с помощью (5.6.9) определить коэффициент улучшения системы ЧПК как (1 = 2Иф'. (5.6.21) Заметим, что ранее широко использовался коэффициент компенсации, равный максимуму отношения абсолютной величины нескомпенсированного остатка от неподвижной цели к амплитуде сигнала от той же цели без компенсации, т. е. для ЧПК К„= (ЬУ/У,)«««««х = Ьф. По определению (п. 1) К« = 1/г„, т. е.
«««К««« = 2/Кйе (5.6.22) так что коэффициент улучшения /, (5.6.21) на 3 дБ больше, чем 1/К„. Задаваясь допустимым значением коэффициента улучшения /„ можно определить требуемые нестабильности от импульса к импульсу частот передатчика, частот стабильного н местного гетеродинов, а также временного положения импульсов и др. 319 Рассмотрим схему рис. 2.27. Пля определения фазы в какой-либо момент времени Р необходимо к начальному значению фазы в момент с=О добавить интеграл 2п ( 1(г)((г.
Ь В каком-либо периоде повторения, который назовем условно первым, начинающемся при г' = О, фаза передатчика (рп = гр„ + 2п ) 1„ (()(((, фаза отраженного сигнала, зао паздывающего на время г„ 9 (Р~=гр(п(+2п .( 1 (() с(à — гр 'о фаза местного гетеродина гр„г = (р„г, + 2н )г1 г (Р)(((. о Фаза отраженного сигнала на ПЧ, действующего на фазовый детектор, грспч=грс — грмг=2н ~ 1,(()с(Р— 2п~1„„(Г)с((+ о о + (Рпс (Рмго (Р«.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
