Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 53
Текст из файла (страница 53)
Здесь — рпг ° ° ° — рпг ) — )нт ()з=(/г+()з 6, е и; Вз=- — Уп+Вп е и+Вз ра е и. — )иго и, =- — из+(), ° 302 Исключая (/з и (/„находим коэффициент передачи () ( -)~тп) т К (ы)— Амплитудно-частотная характеристика, являющаяся модулем данного выражения, равна Г4 Мпэ ЯTи/2 К (ы)— — ь ~!+()з+(()~ — ()э)з — 2 (()з— 4 з(па ы7'п/2 — ()ь) (! — ))а) соэ ыГн — 2()з соэ 2ы7п Хараитеристнка А'(/) для нескольких перяодов изменения представлена иа рис. 5.27, в.
Заметим, что для получения характе- 6» . 7~с ф Рис. 6.27. Система многократной ЧПК рнстнки РГФ требуется, чтобы р, С О и ()з > О. Изменяя коэффициенты ()э и ()а, можно менять форму частотной характеристики, добиваясь нужной селектнвностн на частотах, кратных гп, н достаточной равномерности частотной характеристйки з остальной области.
Можно несколько видоизменить схему рис. 5.27, б так, чтобы весовые коэффициенты з цепях прямых связей отличались от — !. Тогда нулевые значения АЧХ сдвигаются в обе стороны от частот, кратных гп. При этом прямоугольность зубьев в областях режекцни может повыситься. 303 Если возникают более жесткие требования к селектнвности зубьев режекцни н равномерности промежутка между ними, число ЛЗ должно быть еще увеличено. Эта задача заметно упрощается при переходе к цифровой фильтрации ($ 5.7), 4. Подавитель на дискретных фильтрах.
Важным достоинством РГФ как подавителя системы СДЦ является сохранение информации о дальности. Это связано с пропусканием широкого спектра частот сигнала, что сохраняет его импульсную структуру и позволяет судить о дальности по временному положе1 нию импульсов. Однако при реали- ~ яге 4 хд ф в виде многократных ЧПК на базеаналого вых элементов (УЛЗ, п о т е н ц и а л оскопы) возникали большие. г, гг„ трудности. В настоящее время они прею) одолены за счет использования цифровой техники. До ее широкого распространения начал развиваться еще один путь, основанный на использовании дискретно-аналоговой техники.
Дело в том, что нужную частотную характеристику зуба реженции проще получить с помощью обычного («дискретного») фильтра частотной селекции, полоса пропускания которого не меньше Е„!2 (сплошная линия па рис. 5.28, а). Как следует из анализа спектра (рис. 5.28, л), такой фильтр позволяет выделить одну спектральную линию при произвольной доплеровской частоте. При этом для повышения энергии сигнала целесообразно произвести расширение импульсов до величины Тп (рис.
5.28, б), т. е. еще до фильтрации превратить дискретное напряжение в непрерывное, сохраняющее информацию лишь о движении цели, по в котором уже отсутствует информация о дальности. Использование дискретного фильтра приводит не только к потере информации о дальности, по и-к ухудшешпо отношения сигнал-шум из-за пропусканпя дополнительных шумов, поступающих через фильтр в интервалы времени, соответствующие дальностям до других целей. Указанные потери можно устранить, если использовать специальные селекторы дальности, отпираемые строб-импульсами дли- ЗОЯ Рис.
5.2В. К принципу действия подави тела на дискретных фильтрах тельностыо т, ж тя, сдвинутыми, в свою очередь, друг относительно друга также на т, = тн (см. 9 5.3). Число таких селекторов дальности и стробов лт = Р,дц/ (стн/2), где Рсяц — дальность, в пределах которой используется СДЦ. Заметим, что если допустимая разрешающая способность хуже, чем стн/2, то можно выбрать т, ) тн, что уменьшает число каналов т.
Структурная схема рассматриваемого устройства изображена на рис.5.29. В каждом из и каналов дальности после селектора дальности, расширителя и фильтра имеется «Н» ее Л Рнс В,аз. Структурная схема подавнтеля на лнскретных $нльтрах двухтактный детектор для преобразования сигнала в однополярный и сглаживающий фильтр (интегратор). Отсюда сигналы поступают в оконечное устройство. При стробировании информация о дальности уже не теряется. Каждый строб имеет вполне определенное временное положение. Поэтому номер канала, на выходе которого появляется сигнал, несет информацию о дальности до цели.
Такая система по своим свойствам подобна РГФ. Поэтому ее эквивалентная частотная характеристика может быть дополнена периодическим сдвигом частотнои характеристики применяемого фильтра (штрнховая линия на рис. 5.28, а). В данном случае можно сохранить обычное изображение дальности на экране ЭЛТ. Для этого генератор развертки дальности должен быть синхронизирован с началом сдвига стробов и одновременно управлять коммутатором, пр хизводящим съем выходного сигнала с соответствующего капала дальности (подобно устройству, показанному на рпс. 2.40). Следует отметить, что успехи в области микроминиатюризации делают некоторые дискретно-аналоговые системы конкурентоснособнымн с цифровыми.
Поэтому рассматриваемый вариант подавнтеля представляет интерес. Для обес- заз печения разрешения целей по скорости необходимо в интервале однозначности 0 ...Ра/2 иметь ряд фильтров, настроенных на различные доплеровские частоты. Полоса пропускания таких фильтров ЬР0 должна совпадать с шириной соответствующих спектральных линий пачки из М импуль- Рис, 3.30.
Подавители иа дискретиых фильтрах с раарешеиием ио Скорости сов, т. е. с шириной главных зубьев СФ для пачки (формула (4.3.17)1, так что ЬР0 ж 'иг(Тв = УТ,а„. Поэтому требуемое число фильтров, п = Р!2ЬР0 т Тоол !2Т ж й(12. После каждого такого фильтра (рис. 5.30, а) имеется детектор и запоминающее устройство (иитегратор). С помощью коммутатора, описанного в 0 2.8 (рнс. 2.40), производится операция преобразования частоты во время, что позволяет определить скорости различных целей обычным осциллографическим методом. За счет дальнейшего усложнения РЛС можно осуществить разрешение как по дальности, так и по скорости.
Это 306 требует объединения схем рис. 5.29 и 5.30, а. Сказанное иллюстрируется рис. 5.30, б. Здесь после фазового детектора включено т селекторов дальности, причем число т= = (Юсдц/с)/т„, а его максимальное значение равно скважности Т,/т„. После каждого селектора дальности включен набор из и фильтров доплеровских частот. Общее число фильтров Рп Тд Тоа~ Л/с И П.= —— 2ЛРв ти 2 (Л/,.ж !/т„ — полоса частот сигнала), т. е. пропорционально произведению частотной и временной протяженностей сигнала. 5.
Слепые фазы. Как было показано выше ($ 2.4), когда напряжение когерентного гетеродина превышает напряжение сигнала У„,~ У„амплитуда видеоимпульсов на выходе фазового детектора Уз = У, соз <р, где ~р — разность между фазой опорного напряжения когерентного гетеродина и начальной фазой отраженного импульса. Устройство ЧПК реагирует на изменение напряжения Уз, а следовательно, при фиксированной амплитуде сигнала У, на изменение разности фаз ~р.
Чувствительность системы к изменению разности фаз определяется выражением ! — ~= У, ~мп ~р~= У,~ з(п (+ 2пЕ'„1+2п/а — '+ <р„ с Таким образом, чувствительность системы СЛЦ изменяется во времени с доплеровской частотой. Провалы чувствительности имеют место при разности фаз ~р = Ап, где А = = О, 1, 2, ...
Такие. фазы называют слепыми. Они повторяются через интервалы времени Т„/2 = 1/2Рд и вызывают пульсацию импульсов в пределах длительности пачки. Если подобрать амплитуду опорного напряжения когерентного гетеродина так, чтобы У„„= У„то, как следует из (2.4.8), провалы чувствительности системы СДЦ будут возникать при ~р = 2лп, т.
е. в два раза реже, чем в предыдущем случае. Чтобы избавиться от провалов чувствительности до нуля, следует применить балансный детектор (рис. 5.31, а). При У„, = У, амплитуды напряжений, приложенных к каждому из диодов, как легко показать с помощью векторной зот диаграммы рис. 5.31, б, для случая 0( ~р < н равны Уа~ = 2У, созтр/2; Уаз = 2У,з!п~р/2. На выходе балансного детектотра (при коэффициенте детектирования каа = 1) Уа = Ую — Уаз =2У, (соз ~р/2 — з(п <р/2).
Аналогично при и (<р 2н Ув =2 У, (з(п ~р/2+ + соз ~р/2). ггаг с/гг б) Рнс. З,З1. Банановый фазовый детектор Чувствительность системы может падать до 0,7 от максимума, но нулевые провалы чувствительности полностью отсутствуют. Более эффективным средством борьбы со слепыми фазами является переход к квадратурной системе СДЦ (см. $ 5.7, п.
5). При этом используется два фазовых детектора, на которые подаются сдвинутые по фазе на 90' опорные напряжения. После каждого из детекторов имеется свой подавитель с ЧПК. В результате огибающая импульсов в одном нз каналов оказывается промодулированной по синусоидальному закону, а в другом по косинусоидальному. Если теперь использовать в каждом канале квадратичный детектор, сложить полученные напряжения и далее произвести операцию извлечения корня, то провалы чувствительности одного канала компенсируются повышенной чувствительностью другого. Пачка импульсов оказывается неискаженной (рис. 5.32).
Аналогичным свойством обладает система СЙЦ на ПЧ. Пусть сигнал ПЧ подается на устройство, аналогичное ЧПК, зйа т. е. содержащее незадержанныи и задержанныи каналы, в котором, однако, вместо вычитающего устройства используется фазовый детектор. Задержка осуществляется линией задержки, например, УЛЗ, на время Т,. Фазу сигналов на выходе этих каналов можно представить как ерс = = 2п (/пч ~ Рд)/ '+ ерд и среза д =2п (/пч ь Рд) (/ — Тн) + + Чзн 1'рд — суммарная начальная фаза, определяемая действием внешних и внутренних факторов), так что на выходе фазового детектора образуется сигнал, пропорциональный косинусу разности фаэ Ч ерс срезан.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
