Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 203
Текст из файла (страница 203)
25З4 фазовых искажений среды. На рис. 25.34 операция фазового сопряжения осуществляется путем гетеродинирования. Колебания сигнала и„(г) = У сов (2х9+тр), принятого элементом АР, и гетеродина и,(г) = У, сов(4лгог) поступают на входы смесителя. Из его выходного напряжения и(г)=нШl сов(2х)ог+тр)сов(4л9) = =0,5 кУ У, сов(2пЯг-тр)+0,5 кУ У„сов(б~сДгеер) выделяется первое слагаемое с фазой, сопряженной с фазой принятого сигнала.
Проходя через усилитель У н через циркулятор к элементу решетки, оно излучается в пространство. Для линейных и изотропных сред (для частот (о > 1 ГГц в ионосфере), в силу принципа взаим- 460 ности, сигналы, переизлученные элементами АР, сннфазно складываются у источника первичного сигнала. Переизлучающне АР Ван-Атта. Это ретродирективные АР без гетеродинирования, нашедшие применение в спутниковых РЭС связи, а также РЭС РЭБ. Сопряженный фазовый фронт излучения создается путем попарного соединения фидерами равной длины элементов линейной (рис.
25.35,а) и плоской (рис. 25.35,6) АР, расположенных на одинаковом расстоянии от ее центра. Крайний элемент АР слева (рис. 25.35,а) излучает сигнал, принятый крайним ее элементом справа, н наоборот. Аналогичная перемена мест приема и излучения обеспечивается для вторых с края элементов и т.д. В соединительные фндеры могут вводиться усилители н циркуляторы (рис. 25.35,в). Рнс.
25.3$ 25.9. Адаптация к многолучевому распространению волн в )вЭС передачи информации Сигналы х(!), излученные РЭС и переотраженные местностью, приходят в приемную антенну по разным траекториям ! = 1, 2,... с различными запаздываниями и амплитудными множителями. Это определяет мультнплнкативные искажения сигналов в среде, приводя к ° ннтерференцнонным замираниям и всплескам приема сигнала; ° растяжениям н перекрытиям сигналов во времени, т.е, к межсимвольной интерференции, повышающей вероятность искажения информации. 26.9.1. Искажения сигнала и эквалайзеры Стационарные частотные искажения сигнала описывают частотными характеристиками каналов связи, иначе — фурье-преобразованиями импульсных характеристик, здесь и ниже в форме нх комплексных амплитуд: К(г) = 2 Г,ехр(-~2~ф,), ! Оценивание частотной характеристики канала связи К(г), определяемой (разд.
16.3.1) ею импульсной харак- теристики 1'(!) или векторов отсчетов У = )! г, !!, К = !!К, !! называют идентификацией канала связи. Адаптация к свойствам канала связи может осуществляться как в частотной, так и во временной области. Адаптивные фильтры, снимающие искажения и выравнивающие временные запаздывания, например, вида К,(1)=1 К(!") называют эква!!айзерами, вмравнивателями нлн корректорами.
При коротких импульсных характеристиках каналов связи удобна адаптация во временной области. Время - частотная адаптация может дополняться пространственной. Приемные эквалайзеры. Обычно выполняются в виде цифровых трансверсальных фильтров КИХ (разд.
19,5.3), настраиваемых на основе идентификации характеристик К(г), 1'(г) или векторов их отсчетов. Идентификация приемных эквалайзеров по пробным сигналам. Обеспечивается путем прямого сравнения искаженного пробного сигнала с известным его образцом. Однако при частом изменении условий распространения такое излучение затрудняется. Пропускная способность существующих каналов мобильной связи может снизиться за счет этого в два и более раз.
Положение может усугубиться при перспективном расширении полосы частот. Слепые эквалайзеры. Не излучают пробных сигналов. Вместо них используют заранее неизвестные информационные символы в условиях избыточного лриема. Избыточность достигают обычно путем повышения частоты дискретизации. Число символов Р, используемых за определенное время в слепом эквалайзере, должно превосходить при этом сумму числа М информационных символов $ и числа Е отсчетов имлульсиайхарактеристики канала связи (4.61-4.64]. Полуслепые эквалайзеры. Сочетают «слепое» обучение с кратковременным использованием пробных сигналов для упрощения слепых эквалайзеров [4.65].
29.9.2. Сведение одноканальной передачи к многоканальной е слепых эквалайзерах Последовательность сигнальных символов ! = О, (М-1) поступает на вход в дискретные моменты времени чАГ, и = О,..., Р-1. Частоту дискретизации затем увеличивают так, чтобы аиа прееыи!ага ее минимааьнае значение (разд. 13.6.1) ие менее, чгм в Р раз. Одноканальная передача символов сводится к Р- канальной с номерами каналов ч = 0,1,..., Р -! при разносе соседних каналов на время Ьг = Ь~(Р, Исходные днскретизированная н неднскретнрованная импульсные характеристика канала связи (мобильной, в том числе).
В пределах цикла приема считаются неизменными. Ненулевые отсчеты исходной дискретизированной импульсной характеристики, Р~,..., Р„' появляются, начиная с минимального значения запаздывания ц Ь! и продолжаются до запаздывания (д +Е-1) Ь г при этом Х»М < Р. Согласно теореме Котельникова (УНКШ) можно оценить непрерывную исходную импульсную характеристику канала связи д»Е-! Ре(Г) ~Риз)п(х!2) кк. !ья Дискретные импульсные характеристики подканалов эквалайзера. Содержат отсчеты Р„= Р;(!) Ри г = бг+ йАА где ч = О,...,(Р— 1), х = 9,...,(9+ 2.
— 1) . Для Р подканалов эквалайзера отсчеты образуют Р»Е матрицу отсчетов У = , 'Ги ~, причем все Рй отсчетов матрицы линейно выражаются через 2 исхадныг отсчетов Рщ Выходные сигналы подканалов обработки. С учетом и без учета шума описываются Рх 2. матрицами 461 Ъ (~3 н» ~~ Х + 1 1 Х ~~Х»» и = 0,1 ..., (Р - 1), й = д,... (д+ й — 1) . Канальный Рх1 вектор-столбец Х» выходных сигнальных отсчетов х,=~х» хз» ...хД(к=а,...,(д+2,-1)) является дискретной сверткой вектор-столбца Ч» в-го канала матрицы отсчетов импульсных характеристик с последовательностью скалярных символов ов При сильных сигналах приходим к Р-мерным уравнениям мм Ъ» я Х» = ,'~ Ч»'$» 7, й=д,...,947..
(25.83) 7~> Система векторных уравиеяий (25.83). Является нелинейной, поскольку в правых частях уравнений перемножаются неювестные величины. То же относится и к следующей из (25.83) системе РЕ скалярных уравнений для М+А скалярных неювестных 5».~ и Гц,. Однако, как оказывается, уже при Р ь 2 и М > 2Е скалярная система приближенно сводится к переопределенной линейной системе для Е исходных отсчетов )гв,,..., )гв1» 0 импульсной характеристики канала связи. 25.9.3. Эвристический алгоритм выравнивания амплитуд слапоао эквалайзера Считается, что при частотной нли фазовой модуляции сигнала сглаживание замираний и всплесков его приема косвенно приводит к высокому качеству его воспроизведения. Алгоритм реализован на одной БИС для сигналов с 64- и 256-элементной квадратурной амплитудной модуляцией и обеспечил пропускную способность 5 Мбит!с [4.63, 4.64]. Рассчитан на градиентную процедуру подбора коэффициентов вектора отсчетов импульсной характеристики эквалайзерного фильтра Ч, =1»я 1ю ...
$;„[, где 1т Ч („~)= Чя -7 сР У(Ч ) IЬЧ . (/ = О, 1,2,...), где.Т(Ч,) — скалярная функция потерь. В качестве функции потерь принимается квадрат не- вязки коэффициентов разброса амплитуд л(Ч,) =[ХХ(Ч,) — Х,]' Разброс амплитуд Д! передаваемого сигнала описывается коэффициентом [4.64] Хв - М~ 5» (4)/[М[]5» )з) (25 84) где обозначение М( ) соответствует усреднению случайной величины по всем символам в сигнала. Аналогичный коэффициент тл(Ч,) введен выше и для амплитуд элементов корректируемого сигнала Х(Ч). Четвертая степень входящих в (25.85) величин определяет преобладающее влияние на адаптацию элементов сигнала с наибольшей амплитудой (угловых элементов «созвездия» рис.
10.7). Как утверждается в [4.64], сходимость и устойчивость алгоритма тщательно отрабатывались, и он обеспечил результаты, близкие к получаемым из (25.83) в квадратичном приближении. 452 25.10. Адаптивная оптика, интегральная оптика и дифракционная оптика Термин «адаптивная оптика». Трактуют как: ° использование управляемых оптических элементов и трактов для коррекции волнового франта при наличии искажений сигнала в турбулентной атмосфере и элементах оптического тракта (см.
равд. 25.4.8 н [9.16, 9.17, 9.35, 9.43]); ° совокупность управляемых оптических элементов и трактов, используемых для коррекции. Коррекция обеспечивает: ° повышение разрешающей способности оптических приемных систем (лазерных локаторов, оптико-локационных станций, астрономических телескопов); ° предыскажения фронта волны пучка света Предыскажения вводят: ° в зондирующее излучение локационного лазера для обеспечения плоского фронта волны у цели; ° в излучение поражающего лазера (разд.
6.8) для обеспечения сферического фронта волны, фокусируемого на заданный участок поверхности цели. В двух последних случаях говорят об обращении фронта волны, т.е. об искажении его у излучателя для придания ему заданной формы у облучаемого объекта Исполнительные фазокорректирующие элементы. Обеспечивают параметрическое юменение фазоаой структуры колебаний. В качестве них используют: ° микродвигатели, изменяющие расположение жестких элементов зеркальных отражателей или же натяжений их гибких элементов; ° нелинейные оптические среды — аннзотропные (ниобат лития) и изотропные (плавленый кварц, бензол, ацетон). Информация, требуемая для адаптации.
Может поступать: ° от датчиков структуры волнового фронта; ° в виде целевых функций или функционалов (см. разд. 14) требуемых профилей волнового фронта. Максимизируя целевую функцию (функционал), корректируют волновой фронт. В системах оптического поражения вводят режим адаптивного приема сигналов лазерной локации (см. примеры разд. 6.8). Современные системы адаптивной оптики широко используют прн этом элементы интегральной и дифракционной оптики. Элементы интегральной оптики. Основа элементной базы интегральной оптики — оптические градиентные волокна, тонкопленочные н диффузные диэлектрические мнкроволноводы (световоды), фюические свойства которых обеспечивают требуемые законы распространения и преобразования световых волн.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
