Диссертация (1136166), страница 41

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 41)

прекращаются переходные процессы, вызванные включением питающихнапряжений и прочих сигналов в модели). Для конкретной схемы оно может бытьвыбрано на основе оценочных расчетов. Значение t02 должно быть таким, чтобы разностьt02 – t01 превышала длительность переходного процесса в колебательных контурахфильтров, которую можно оценить на основе формулы (11) [81] для амплитудыогибающей сигнала, полагая, что он завершился после снижения её максимальногозначения до некоторого выбранного уровня.В [22] отмечается, что значительная амплитуда второго лепестка в переходномпроцессе достигается только при значениях kc > 1,5…1,7, а при меньших значениях онаоказывается меньше 10% от амплитуды первого лепестка огибающей A(t).

Поэтому можносчитать, что переходной процесс завершился после окончания первого лепестка A(t). Наоснове уравнения (11) [81] можно записать, что A(t )  K  sin(kC z (t ))  kC z (t ) cos(kC z (t ))  ,где K — постоянный для текущей частоты настройки коэффициент, z(t) = πf0t/Q.Рассматривая уравнение A(t) = 0 и упрощая его, получим для kc = 1 выражение вида183tg ( z (t ))  z (t ) . Данное уравнение имеет множество нулей, первый из которыхсоответствует начальному моменту времени, а второй — искомому τп.

Отсюда имеемτп = 1,43Q/f0.В схеме на рис. 3.12 интегральные значения |u3(t)| и |u4(t)| формируются путеминтегрирования токов емкостями Cint1 и Cint2, номинальные значения которых равны 1 Ф.Указанные токи формируются управляемыми источниками тока B3 и B5, которыеобеспечивают также взятие модуля от напряжений u3(t) и u4(t) и содержат функциюH(t,t02). Напряжения uип(t) и uис(t) соответствуют интегральным показателям для функцийdii(t)/dt и ii(t).

Резисторы R1 и R2 служат для замыкания контуров протекания токовисточников B1 и B2.Таким образом, если анализу подвергаются N токов, то на момент времени tmaxформируется четыре массива значений с таким же объемом: {Uис,i}, {Uип,i}, {Uпс,i}, {Uпп,i}.Для отбора проводников с наибольшей помехоэмиссией на частоте анализа предлагаетсяследующая последовательность обработки полученных значений.1. В каждом из массивов выбирают максимальный элемент и относительно негонормируют остальные.

Переходят к массивам {Uис,n,i}, {Uип,n,i}, {Uпс,n,i}, {Uпп,n,i}, в которыхкаждый элемент характеризует относительный интегральный вклад тока либо егопроизводной в формирование общего интегрального или пикового значений.2. Вводят коэффициент отбора ko, который характеризует минимальныйучитываемыйвкладкаждогопроводникадлясоответствующегопараметраисоставляющей. Значение ko следует выбирать в интервале от 10-4 до 10-2 в зависимости оттребуемой точности анализа.3. Дальнейшему анализу в части помехоэмиссии подвергаются только тепроводники, для которых выполняется хотя бы одно из соотношенийUис,n,i ≥ ko; Uип,n,i ≥ ko; Uпс,n,i ≥ ko; Uпп,n,i ≥ ko.(3.24)Достоинством схемы на рис. 3.12 является её универсальность и независимость отрасстояния до точки наблюдения, для которой рассчитывается формируемое РЭСэлектромагнитное поле для заданной частоты анализа. Однако при значительномколичестве проводников важно уменьшить сложность и объем проводимого анализа.

Этоможно сделать при помощи упрощенной схемы, изображенной на рис. 3.13.Принцип работы схемы в целом аналогичен рис. 3.12. Упрощение основано наполучении единых интегральных и пиковых показателей для функций ii(t) и dii(t)/dt.Объединение указанных функций можно выполнить на основе следующих соображений.Из уравнений (3.7) для компонентов поля следует, что для конкретного проводникаосновные из них,E (t ) иH  (t ) , в выбранном приближении пропорциональны184 a  a dii (t  i )i (t   )ii (t  i ). Составляющая Er (t ) пропорциональна i 2 i . Поэтому для2rriridtфиксированного расстояния ri в качестве обобщенного сигнала, подлежащего анализу,следует рассматривать функцию si (t ) ii (t )di (t ) a a i .

Время запаздывания τi в данномridtслучае роли не играет.Рис. 3.13. Упрощенная схема ячейки первичного анализаДля выполнения численного анализа значение ri должно быть зафиксировано. Прирассмотрении принципов проведения сертификационных испытаний в разделе 1.3отмечалось, что измерения обычно проводят на открытых тестовых площадках приудалении измерительной антенны на 10 м от испытуемого объекта.

Это расстояниепримерно соответствует проходимому прямым излучением от РЭС, т.е. не отраженным отпокрытия испытательной площадки. Поэтому следует считать, что ri = 10 м либоаналогичному значению при использовании другого удаления точки наблюдения отиспытуемого объекта.Расчет производной dii(t)/dt выполняется в схеме при помощи дифференцированиянапряжения ИНУТ B1 емкостью C1 = 1 Ф. Её значение снимается с соответствующейветви при помощи фиктивного источника напряжения Vf1.

Объединение функций ii(t) иdii(t)/dt для дальнейшего анализа выполняется заданием передаточной функции дляНИНУН B2: u2 (t ) li H (t , t01 )  iVf (t ) iVf 1 (t )  . Далее этот сигнал подлежит фильтрации сG0 2  ri3 108 использованием резонансного фильтра, структура каскадов которого аналогичнаприведенной на рис.

3.12. На основе формируемого ими напряжения u3(t) в схемерассчитываются интегральный и пиковый показатель. Обработка массивов показателей,полученных на конечное время моделирования tmax, осуществляется в соответствии сприведенным выше алгоритмом.Предложенная методика ориентирована на анализ конкретных токов, текущих вотдельных проводниках. Для быстродействующих цифровых устройств на практикеприменяются линии передачи, существенно ограничивающие помехоэмиссию за счетлокализации электромагнитных полей путем сближения прямого и возвратного185проводников. Поэтому для случая, когда токи между компонентами текут по разнымтипам и конфигурациям трасс, данная методика может быть уточнена следующимобразом. Для всех участков, соответствующих требованиям по однородности, на основетопологии определяется длина. Далее устанавливается, к какому типу ТИЭ относитсякаждый из них.

Затем для каждого выделенного участка выполняют описанный вышеанализ с использованием схемы на рис. 3.12 или 3.13, однако вводят дополнительныйвесовойкоэффициент,определяющийснижениеуровняизлучениязасчетвзаимокомпенсации полей. Для отмеченных в конце раздела 3.2 ТИЭ такие коэффициентырассчитываются в разделе 3.3. Кроме того, там приводятся некоторые уточнения,следующие из анализа излучений типовых излучающих элементов, которые позволяютсущественно сократить количество токов и проводников, подвергаемых анализу попредложенной методике.Таким образом, в случаях, когда требуется провести точный анализ, целесообразнопойти на увеличение объема исследований путем повышения количества исследуемыхучастков трасс.

Это, кроме того, может существенно облегчить решение задачи сниженияпомехоэмиссии, если по результатам виртуальных исследований РЭС не проходитсертификационные испытания либо попадет в полосу неопределенности [14].Практический пример отбора проводников, экспериментальная апробацияметодики и определение типовых значений ko.

В силу важности предложеннойметодики следует провести её апробацию на конкретном примере. Рассмотрим дватоковых сигнала i1(t) и i2(t), протекающих в проводниках одинаковой длины, равнойl = 0,13м,расположенныхпараллельно.Пустьтокi1(t)представляетсобойпоследовательность прямоугольных импульсов типа меандр с частотой следования250 кГц и с амплитудой 20 мА, а ток i2(t) описывается синусоидальным законом, имеетамплитуду 2 мА и частоту 1 МГц.

Частота анализа f0 пусть составляет 1 МГц; онасоответствует четвертой гармонике тока i1(t).С использованием схем, приведенных на рис. 3.12 и 3.13, определим интегральныеи пиковые показатели для данных токов для конечного времени tmax = 4 мс. Такоеконечное время обусловлено периодичностью токов в излучающих элементах икратностью указанного значения tmax их периодам. Описание схем ячеек первичногоанализа на входном языке программы WinSPICE 1.03.02, в которой выполнялосьмоделирование, приведено в приложении 1. В схемах замещения ток, текущий черезпроводник,моделировалсяприпомощиконтура,содержащегоисточниктока,сопротивление номиналом 1 мОм и фиктивный источник напряжения для снятиятекущего значения тока.186Результаты, полученные для таких сигналов при использовании схем на рис.

3.12 и3.13, приведены в таблицах 3.2 и 3.3 соответственно. Расчеты выполнялись для ri = 1 м.Таблица 3.2. Результаты моделирования с использованием ячеек на рис. 3.12ПоказателиТип сигналаИмпульсныйСинусоидальныйабсолютные, Внормированные{Uис,i}{Uип,i}{Uпс,i}{Uпп,i}{Uис,n,i}{Uип,n,i}{Uпс,n,i}{Uпп,n,i}3,2∙10-86,4∙10-72,0∙10-84,01,4∙10-52,7∙10-486,117220,05015∙10-910,05210,0501Таблица 3.3. Результаты моделирования с использованием ячеек на рис.

3.13ПоказателиТип сигналаИмпульсныйСинусоидальныйабсолютные, Винтегральныйпиковый3,2∙10-81,4∙10-5-76,4∙102,7∙10-4нормированныеинтегральныйпиковый0,0500,05211Из сравнения результатов, приведенных в таблице 3.2 и 3.3, следует, что обе схемыв целом дают сходные нормированные показатели для отбора. Значение ko, начиная скоторого следует учитывать оба сигнала при анализе излучений, составляет около 0,05.Превалирующим в формировании излучения является проводник с синусоидальнымтоком. Это объясняется тем, что для идеального меандра четные гармоники равны нулю.Как следует из результатов измерений, приведенных в Приложении 2 (протокол№3), среднеквадратичное значение сигнала на частоте 1 МГц составляет -53,02 дБм, а привыключенном импульсном токе — около -52,34 дБм, т.е.

немного возрастает. Это связанос тем, что излучения имеют расфазировку по спектральным составляющим на частотеанализа.Из этого примера следует вывод о том, что наличие дополнительных помех вполосе вблизи частоты анализа может приводить к снижению уровня суммарного поля вточке наблюдения. Кроме того, увеличение интенсивности излучения на 0,68 дБсвидетельствует в пользу того, что значение коэффициента отбора, равное 0,05, в данномслучае необоснованно велико.

Характеристики

Список файлов диссертации