Фомин Н.Н., Буга Н.Н., Головин О.В. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н.Фомина (2007) (1095358), страница 68
Текст из файла (страница 68)
Предельные значения отклонения частоты Лй, определим из равенства к 2 откуда 2ЛЙ, 1 Г, П= 2п 2тз 2У Из этого выражения видно, что ширина рабочего участка детекторной характеристики автокорреляционного ЦЧД уменьшается с ростом тз. На рис.
7.33, б приведена схема квадратурного автокорреляционного ЦЧД, который содержит два преобразователя Гильберта ПГ, и ПГ,. Роль линии задержки в этом детекторе выполняет ПГ, в котором сигнал на косинусном выходе задержан относительно входного на время т,=зз1„„Т,12, где Лгк, — четное число элементов задержки в ПГ,.
В результате на косинусных выходах ПГ, и ПГ, имеем сигналы (7.50) и (7.51) в приведенном спектре, а на их синусных выходах — сопряженные по Гильберту сигналы в приведенном спектре: х,(1) = Ас гйп (Й,1 Ч. гРо), х,з(1) = Ао гйп (й,(1 — тз) + гйо]. Тогда в соответствии со схемой на рис. 7.33, б получим в приведенном спектре сигналы х,(1), хз(1) и у(1), описываемые выражениями: ГЛАВА7 350 х,(/) =х„(!)х„Я +х,(/)х„(~) = Ас сов й,т,, хэ~/) =х,(/)х,з(')-х.И".э(/) =4) ""Й"з (756) уэ/) — хз(/) сов йстз — хэ(/) зэп Й,тз — — Ас зэп эй, — Йс) т, = Асэ зэп РЙдтэа (/)").
Выражение (7.56) представляет собой детекторную характеристику автокорреляционного ЦЧД, построенного по квадратурной схеме рис. 7.33, б. Из него следует, что этот ЦЧД не требует выполнения условия (7.54) н позволяет получить точку перехода детекторной характеристики через нуль на частоте Й, при любых значениях т, и Йс. Линеаризация (7.56) осуществляется так же, как и в схеме ЧД на рис.
7.33, а, только коэффициент Ь, = 1/А„. В автокорреляционных ЧД с ростом т, увеличиваются амплитудно-частотные искажения продетектированного сигнала. Относительный коэффициент передачи для гармонического модулирующего сигнала пЯ = соз Й/ в этих ЧД определяется выражением У(Й) = зэп (0,5Й тэ)/0,5Й тз, где Й вЂ” частота модулирующего сигнала. 7.5.6. ЦИФРОВОЙ СИНХРОННО-ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР Цифровой синхронно-фазовый детектор (ЦСФД) построен по 3-ему принципу.
В нем продетектированный сигнал а(/) создается в цепи управления частотой управляемого генератора (УГ) в кольце фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). На рис. 7.34 приведены две схемы ЦСФД: обычная (а) и квадратурная (6). Принцип работы цифровых СФД такой же, как у аналоговых СФД. Нормальная работа СФД имеет место при синхронизме, когда частоты входного сигнала и управляемого генератора одинако- .с„и(с) а) Рис. 7.34 Радиоприемные устройства с цифровой обработкой сигналов 351 вы. В установившемся режиме при медленных изменениях модулирующего сообщения а(г) между фазами входного сигнала и управляемого генератора возникает разность фаз >т Лй Лгр = — —, (7.57) 2 й„ где ЛЙ = Лй,а(г) — отклонение частоты входного сигнала от среднего значения; ь)т — полоса удержания в синхронизме кольца ФАПЧ, зависящая от амплитуд УГ, сигнала и коэффициента С в петле управления частотой управляемого генератора.
Так как входной сигнал и колебание с выхода УГ поступают на вход ФД, то на его выходе с учетом (7.41) и (7.57) получим сигнал в приведенном спектре лС>,а(г) 1 у(Г) = — Ас луг гнп (7.58) Выра>кение (7,58) описывает детекторную характеристику ЦСФД, показанного на рис. 7.34, и. Она синусоидальна, но в отличие от автокорреляционного ЦЧД рабочими участками этой характеристики являются отрезки синусоиды только с отрицательном наклоном. На участках синусоиды с положительным наклоном синхронизма нет, так как обратная связь в кольце положительна и вызывает неустойчивый режим работы Уà — перескок его фазы на к.
С учетом (7.47) и (7.57) в схеме квадратурного ЦСФД сигнал на выходе у(г) = А А в>п— ~я лй,а(г)1 (7.59) ~2 й„ и с точностью до множителя 0„5 совпадает с выражением (7.58). Для линеаризации детекторных характеристик СФД используется такая же процедура, как в фазовых детекторах и автокорреляционных частотных детекторах.
Из (7.58) и (7.59) видно, что крутизна детекторной характеристики возрастает с уменьшением йт. Однако чрезмерное сужение ь)>, приводит к повышению вероятности перескоков фазы УГ и УКСГ, что создает на выходе резкие скачки в сигнале у(г) и снижает помехоустойчивость ЦСФД. Оптимальное отношение Ль),гь)т= = 0,6 для ЧМ сигнала и Ль),/йт= 0,35 для частотно-манипулированного сигнала.
Для улучшения работы ЦСФД при наличии нестабильности средней частоты сигнала Г>с в петле управления УКСГ включают ГЛАВА 7 352 пропорционально-интегрирующий фильтр (ПИФ), состоящий из параллельно соединенных прямой ветви и интегратора. Интегратор накапливает обусловленную нестабильностью ь2, постоянную составляющую в выходном сигнале детектора и подстраивает среднюю частоту УКСГ на величину нестабильности й„.
Квадратурная схема ЦСФД, как и квадратурные схемы всех других типов детекторов, позволяет обрабатывать сигналы с Г,-+Г,!2 и с шириной спектра в 2 раза большей, чем в неквадратурных схемах детекторов, поэтому цифровые детекторы всех видов сигналов обычно выполняют по квадратурным схемам. 7.6. ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ ЦИФРОВОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ В РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ 7.6.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ РАЗРЯДНОСТИ АЦП, ЦАП И РЕГИСТРОВ В ВЫЧИСЛИТЕЛЯХ Для цифровой обработки си~палов в реальном времени применяются специализированные быстродействующие вычислители, на входе и выходе которых в общем случае установлены аналогоцифровой и цифро-аналоговый преобразователи (АЦП и ЦАП).
Одним из важных вопросов в построении вычислителей является определение необходимого числа разрядов АЦП и ЦАП и регистров в вычислителях. От решения этого вопроса зависят аппаратные затраты и качественные показатели вычислителей. Наиболее жесткие требования к разрядности вычислителей предъявляются при реализации на них цифровых фильтров. Предположим, что на выходах аналогового (рис.
7.35, а) и цифрового (рис. 7.35, б) фильтров с одинаковыми АЧХ действует сумма сигнала и флуктуационного шума в полосе пропускания этих фильтров. 6) Ь„ ЦАП АФ Рис. 7.35 Ралиоприемные устройства с цифровой обработкой сигналов 353 для о~ношений си~пал — шум на выходах соответственно аналогового и цифрового фильтров. Предположим также, что блок вычислителя (ЬВ) на рис. 7.35, 6 не вносит шумов. Тогда величина /г, на выходе последовательно соединенной системы АФ вЂ” АЦП вЂ” ЦАП (рис.
7.35, в) будет такой же, как у цифрового фильтра на рис. 7.35, б. Из-за вносимых преобразователями АЦП и ЦАП шумов квантования величина /г,>/г„. Введем коэффициент 7=/й/г/г„>1, определяющий, во сколько раз отношение сигнал-шум на выходе ЛФ больше э~ого отношения на выходе ЦФ при одинаковых ЛЧХ и входных воздействиях. Поскольку шумы квантования не коррелированны с входным флуктуационным шумом, их дисперсии Д „и Д на выходе ЦФ суммируются. Поэтому (7. 60) /г,, Рс /(Д,„е Ди„) Дкм где Р, — мощность нормированного сигнала.
Из (7.60) следует, что дисперсия шума квантования Д, =1'3о', где 5 — -2" — 1 — число уровней квантования; Р— число двоичных разрядов ЛЦП и ЦАП, а Рг= К,,у, Кп,1, — пик фактор сигнала. Подставим значения Р, и Д „. в (7.60) и получим выражение для расчета числа разрядов АЦП и ЦАП при заданных величинах /гк, К„1н у: /г, К„,„ Р > 1одт (7.61) т(3(7- 1) Недостатком схемы, находящим выражение в (7.61), является то, что число Р в нем не связано с требованиями к АЧХ фильтра и зависит от величины /гк, значение которой не определено.
Для устранения этого недостатка рассмотрим связь разрядности АЦП с требованиями к АЧХ ЦФ при воздействии на вход АЦП сигнала и помехи. Цифровой фильтр будем рассматривать как прототип аналогового фильтра. ко~орый должен обеспечить фильтрацию помех с заданным коэффициентом ослабления А,= К,/К„где К„К, — коэффициенты передачи фильтра в полосе пропускания и полосе задерживания соответственно. гллвлт 354 Рис. 7.36 Предположим, что на входах АФ и ЦФ действуют; сигнал с амплитудой 1/,„— в полосе пропускания и гармоническая помеха с амплитудой У.,„— в полосе задерживания.
На рис. 7,36 представлена АЧХ полосового фильтра со спектрами сигнала и помехи. На выходе АФ получим 1 с св~ 0 с Я (762) Задавшись минимально допустимым значением /~,„„„, при котором еще можно принять заложенное в сигнале сообщение, из (7.62) определим наибольшее допустимое напряжение помехи на входах АФ и АЦП При одновременном воздействии сигнала и этой помехи максимальное напряжение на входе АЦП У„„„„„= 1/„„-ь У„,„= У„„(1+ А, / л, „„„). (7.63) Необходимое число значащих разрядов для отображения значений У,. „напряжения сигнала в отсчетах на выходе АЦП при заданных величинах л, „„„, К„,1, и 7 определяются из (7.61).
Логарифм произведения равен сумме логарифмов сомножителей. поэтому. чтобы на выходе АЦП не было явления забития сигнала помехой, для отображения суммы напряжений сигнала и помехи необходимое число значащих разрядов АЦП с учетом 17.62) и (7.63) определим по формуле: йапй~Кне '4~ 1 Кпф()запш~ " '4з) з/3(7 1) йа шш з(3(7 1) Обычно А.„„„„« А„тогда Раднопрнемные устройства с цифровой обработкой сигналов 355 р,цп ) 1окз К„4А, Г7.64) З17з -1) Выражение (7.64) учитывает требования к АЧХ фильтра и указывает на то, что разрядность АЦП возрастает с увеличением коэффициента ослабления фильтра А, при заданных величинах К„ь и 7.
Например, при А, = 1000, К„,~,= 3, Т = 1,1 число разрядов рАцп = 12. При реализации рекурсивных цифровых фильтров коэффициент передачи рекурсивных звеньев больше единицы, поэтому для устранения переполнения разрядной сетки вычислителя необходимо осуществить масштабирование входных чисел. Эта операция осуществляется путем умножения их на коэффициент ! Ц~ — Кп пах где Как „вЂ” максимальное значение коэффициента передачи рекурсивных звеньев. Часто вместо коэффициента М, используют ближайшее меньшее число 2 ", где и — целое. Тогда операция умножения числа с выхода АЦП заменяется сдвигом вправо на п разрядов.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
