Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2-е издание, 2004) (1092039), страница 40
Текст из файла (страница 40)
Уг о с. р тая е ыгфулщ ра ап лгм т. е. равен 1(Р) при гр = я и обращается в нуль (рис. 4.12, а) при выборе р со- гласна формуле (4.34). Этщ же уровень сохраняетс» н в резулнгвтс соглвссван- лой фильтрации элементарных иыпульсов нсслсдовательнощи (рис. 4.12, г). сривадчшеи к преобразованию прямоугольной огибающей в треугольную. 4.5. Углополяризацпонные функции рассогласования напрюкений канююв приема источника, расположенного в дальней зоне, в отсутствии налравлеиноспг одиночных вибраторсв и двпкения пели относииаяьно антенны определяется выраже- 9 Х(9)=е-'т" И(* ьу' ! т зс 1 и 1 = 1, 2, ..., ьи ..., М.
(4.35) Если же волна (при соггпсовавной полвризации) приходит под углом 9, к нармалм, то Х,(0,) осределаются по формуле (455) после замены 0 н» Вы Под- - ° р ° л Х,(9) и Х,(В,) в (4.6) и суммируя члены геометрической прогрессии ехр( — )2н(г — ( )4(э(пй, — »МВ))гй), г=1,2,...,М, Рве. 4.!3. Линейиа» зкенднстантиая ращспм (а) и ее ар жграиствениаа фуюслп рассогласоваюп (6) находим нсрмироввюгую угловую (щюсгранственную) функцию рассогласования е наы 225 Углсполлризагтисннаа функция рассогласования когсрсниых сигналов опрелал»е с формулой (4.6) и зависит от пространственно-поляризационных характеристик антенной системы (35, 43, 47).
рассмотрим М-элеменхную зквидистантиую линейную антенную рещеюу с агатом 4 и равиомерныи амплитудным распределением коэффициапов передачи напряжений на сумматор. Подба)юм сдвигов фаз эта реигсгка согласуетс» с плоской гармонической волной, падающей цад углом 9 к нормали (ргю. 4.13, с). Ожидаемое распредсвсмие комплексных амплитуд Е. Разрешение еш-инесе ~ яп(яМсз(з)п 9, — ьшО)/)с) [МзлйЫ(япОе -япО)/Х) 14.36) 1з(п(яб (зш 6, — яп 9)/х) ! Р(Ое, 9) =~ кб(япО, — япй),0, (4.37) Определим нормированную лояяризлнионную функнию рвссагласования лля когереитного поляризованного сигнала.
Такой сигнал характеризуется двумя изменяющимися во времени ортогональными пространственными составляющими несущей частоты/е с амплитудами (71 и Пз и начальнымн фазами Чз, н зрз (74]: -[,' 'У, соз(2к/ег -зу,) Х(е, а) = У соз(2к/зг — р )~ (4.38) Комплексную амплитуду такого сигнала можно записать е следующем виде: Тц,е 'е~] ( сову ) 1 Х(а) — -~ ! =Ус Чт' [, =(ус Ро сову~ . (4 39) ~(7 е зтз] ~ез з)пу] ~ез~зйуз В этом выражении У вЂ” результирующая «омллексная амплитуда,' ](7[=-Де+У~ — се модуль; сову=У, ![У[! япу =Уз!]Ц; Ь=ье, -Чзз. С точностью до множителя можно считать Х(а) =[Х, Х,]', где Х, =1; Х,=а; а=с сйу. Подставляя полученное выражение для ком- 16 плексной амплитуды Х(а) =[! гс]' в формулу (4.6), получим нормированную функцию рассогласования по поляризации р(а„а) = ЕЕ'г нгбн Ы'З (4.40) 226 Выражение (4.36) совпадает с выражением нормированной характеристики направленности рассматриваемой антенной решетки как функции угла прихода 9, волны (рис.
4.13, б) лри условии, что решетка согласована для угла прихода 6 (т. е. значение ее харакгеристшси направленности для этого угла максимально), Фиксируя длину раскрыва решетки б = МЫ и устремляя Мк бесконечности, находим нормированную угловую функцию рассогяасования непрерывной линейной антенны го Созе гк я ме граэрг е яс г шае Зта формула онравешнва лдя эллиптически палярнэавмшого сигнала.
При линейно-повяриэованном колебании 6 в 0 или б и угол у апре делает плоскость поляризации Тогда а, = гйу„ а = гбу, а функция рассо- гтасоваиия р(а„а) = р(т,, т) = саз(7, — 7). Найдем функцию ршсогласоьания «ругополярнзованного «олебания с произвольным линейно-поляриэаванным колебаниеч Для колебаний с круговой поляризацией имаем б = ьк(2, у = э«14 тогда, полагая а, = дт, а а = гйт, из формулы (4.40) находим Р(а„а) = Р(У«,7) = ПС 2 нешенсима от т. Из полученного выражения следует важный практичесюэй вывод: при приеме сигналов с неиэвестиой линейной паляриэшшей целесообразна испольэовать акшнны с круговой поляризацией Приведем пример углалотяриэш алкай функчик рос ог ковал Пусть эяемешами зквндистгнтной линейной антенной решетки являкпся вертикальные и гариэонтальнью вибраторы, расочитанные на с глельный прием соопмгствующих линейио-псляршоввнных колебаний.
Функция рассогласования 2ЛА- ьтементной решетки зависит в данном случае «ак аг угловых, так и ог пэлярилщноннык параметров. Если таь же, как при выводе социошення (435), не учитывать диаграммы направленности одиночного вибраюра, та р(а„а) = р(6„6)р(а„а), тле р(6„6) определяется формулой (4.36), а р(п„а) — формулой (4.40) 4.6.
Согласованное н оптимальное разрешении сигналов Различают саюасоааннае и оиминагьнае (рг«согласаеаняог) разрешения сигналов [31 — 35, 74). Согласованное разрешение, как уже апчечалось в б 4 1, реалюуегса при обработке, оптимизируемой да» фона иекоррелировонной стационарной помехи с известными статистическими параметрами, а значит, беэ учета каких-либо гйэугих сигналов, кроме ожидаемого.
Повышение качества разрешения при.такой а5работке обеспечивается лишь за счет выбора огруатуры сигнала (времячастотной, пргютранстеенно-паляризациоинай). При воздействии интенсивных сигналов, являющихс» по отношаншо к более слабым мешающими, полобиая шнимизвшш оказываеюя в ряде случаев недостаточной. )ьш лу.чшего подавлсмия мешающих сигиююв приходится учитывать их особенности, а значит, переходить ат согласованной обработки к оп- 227 К Разрешение сюнаеое тимальной. Оптимальная (рассогласованная) обработка может быть неадаптивной и адаптивной.
Неадаптинная обработка ориентирована на заранее известную, типичную ситуацию, Адсттивная обработка закточается в приспособлении (адаптации) к не известной заранее, конкретной, ситуации. Рассмотрим некоторые вопросы со:еасоеанного разрешения. Закономерности оптимального разрешения изложены в гл.
7, а татке, например, в (32 — 36, 40, 74) . При синтезе устройств согласованного разрешения мешающие сигналы не учитываются и не сказываются на прохождении полезного сигнала через линейный тракт обработки. Без дополннтеяьного ослабления проходят через него и мешмощие сигначы со случайными комплексными амплнгудвчн ЛХ(г, а,)езз', 1=1, 2, ..., т, где Ь, — случайные амплитудные множители, 0, — случайные начальные фазы. Мешающие сигналы воздействуют после прохождения через линейный тракт как нестационарная помеха Отношение их среднеквалратичных напряжений при настройке на полезный сигнал с учеюм рассогласования (в том числе по времени наблюдения в случае согласованной фильтрации) к лнспсрсии стационарного шума при Ь,'=1 определяется выражениями ч(Ь,Р(а„а,), где Ьз =4~,г2, д~ — параметры обнаружения мешающих сигналов.
Для гауссовских стационарного и нестационарного шумов снижение значения параметра обнарузкения а прн воздействии мешающих сигналов можно оценить выражением 4'/Я' = (((~ +',з„Ь,'Р'( ...)~, (4.41) где де — параметр обнаружения полезного сигнала при отсутствии мешающих сигналов; т — число мешающих сигналов. Сигнал с параметром обнаружения 1 разрешаегся на фоне т мешающих снгнавов, если этот параметр превосходит пороговое значение, выбранное для принятых показателей качества обнаружения 27, Е. При разрешении двух сигналов (т = 1) с достаточно большими и равнымн энергиями(4„=4, = 2Ь т!) имеем с)' =2г'р (апас).
Принимая пороговое значение с)з равным 8, приходим к условию взаимного согласованного разрешения сигналов с одинаковой средней энергией: р= р(а„ае) < 0,5. (4.42) Эю приводит к упоминавшимся ранее мерам разрешающей способности, определяемым протяженностями основных лепестков функций и тел рассогласования когерентных сигналов на уровнях, близких к 0,5.
228 4 а Ссыасгча е и оппкчагьхое разя ые я гю исе Таким образом, меры разреиаяоигей щособгкютв хврактеризукп возможности согласованного разрешения по освовиым параметрам когсреит. пых сигналов времени запаздывания, часпгге, угловым координатам. Мера разрешающей способности ла времени заваздеышгиа (лальнссгп) определяется веяичииой, сбратпой шприце спектра частот сигиава (импульса): Лт=1)ЬГ„, Ьг=сй2Л(). мера разрешающей споссбигюти ло часщоще (ралиапьпой скорости) определяется величиной, обратной общей длительности сигпкча (или иитерватом «огерептиости принимаемого сигнала, если его протяженность меньше обшей длительности сигпала): ДЕ=1)т„, Лзу =21(2т,) Длительност тя сигналов выбираем следующим образом; — лдя одиночного сигнала т, = тм — дяя когерептнай пачки радиоимпульсов тя = ИТЫ вЂ” для непрерывного сигигша т, — т„,.
Мера уялоеол разрешающей способности в радианах определяется обратной величиной от числа длин волн, содержыцихся в проекции размера антенны па плоскость, перпендикулярную иаправзеиию прихода си~ нала: ЛЕ8ййй. а). В случае единой приемопсредаюшей антенны возможно улучшение разрешающей способности примерно в 12 рю. Наряду с истинным раскрывом антенны при когереитиой обработке может вволиться синтезированный раскрыв (28, 35] Заметим, что рассматриваемые количественные меры разрешающей способности, определяемые шириной главного пика тела рассогласования (неопределеииости), характеризуют разрешающую способнооть талька при сошгюоааниой фильтрации сигналов, имеющих приблизительно равную интенсивность Бали жс принимаемые сигналы существенно различаются по теисивиости, то слабый сипщл может быть замаскирован боковыми лепесткамп тела неопределенности сильного сигнала Чтобы повьюить разрсшыошую способность в лапкам иж зае.
необходимо снижать уровень боковых лепестков )ьтя снижения уровня боковых лепестков по времени завах. дываиая и доплеровской часпп» примепают корректирующие (пе согласованные) фюгьтры. харакшристики юторых цодбирыот таким образам, чтобы выходной сигнал имел требуемые лепестки (см.
гл. 7, а тыокс (8, 28, 33, 34)). Дл» сиюкспия уровпя боковых лепестков по угловым коорлииатам применяют специяльцыс меры при конструировании антенных систем. 229 4. Роармиеиие сигиаосо 4.7. Согласованное и квазнсагласовапнае разрешении прн синтезированных апертурах антенн Ла м Х ,Г2сз э[пи„ [4.43) От каждого элемента А земной поверхности при импульсном его зондировании принимается пачка отраженных радиоимпульсов. Максимавьпая длительность пачки Т прн не- следящем приеме зависит от величины зуав ! и расстояния го от элемента до траектории летательного аппарата. С учетом выражения [4.43) имеем азова/2 ао ао-Ьа22 Рне.
4.24. К поясненюо метода прямого синтеза апертуры 230 Относительное взаимное перемещение локзтора и разрешаемых по углу сбьектов существенно повышает возможности углового разрешенив. Роль истинной апертуры антенны в условиях когерентной обработки приобретает синтезированная апертура, формируемая относительным перемещением реаяьной антенны за время когерентного накопления. Такой радиолокатор назывжот радиилакатаром с синтезированной апертурой [РСА).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
