Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2-е издание, 2004) (1092039), страница 44
Текст из файла (страница 44)
Возможным приблюкением к такой функции может рассматриваться функция рассогласования сигнала в виде одиночного прямоугольного импуяьса длительна- стью т„. Она имеет единственный пик, ширина которого по оси т прямо пропорциональна, а по оси Р обратно пропорциональна длительности импульса.
Поскольку протяженность пика конечна, шум приводит к смещению максиьгума функции, т. с. к ошибкам измерения. При регулярньж измерениях ошибки лежат в окрестности главного максимума, определяемой параметрами импульса. Уменьшение, например, длительности импульса приводит к уменьшению ширины пика функции рассогласования по оси т. При этом точность измерения времени запаздывания возрастает. Однако возрастают ошибки измерения частоты, поскольку ширина пика функпии рассогласования по оси р увеличивается Таким образом, варьируя единственным параметром — длительностью импульса, можно влюпь на ошибки измерения дальности (скорости), однако уменьшение ошибок измерения по одной координате приводит к увеличению ошибок измерении по другой.
Если требуется одновременно уменьшать ошибки измерения н дальности, и скорости, необходимо переходить к сложным сигналам, например когерентным импульсным последовательностям. Анализ функции рассогласования сигнала данного типа (см. Рис, 4.5) гюказываег, что ширину главного пика по осн частот, а следовательно, и ошибки измерения частоты, можно уменьшить, увеличив ллительнссгь пощедоватвчьносги. Укорачивая импульсы, можно уменьшить ~лирину главною пика по оси времени. Таким образом, увеличивал длительность последовательности и ширину спектра импульсов, можно уменьшать плошадь облжти высокой корреляции функции рассогласования сигнала в окрестности максимума, что дает возможность одновременно повышать точность измерения и времени заназпывания, и доплеровского сдвига частоты Однако плата за это — появление побочных пиков функции рассогласования, что может приводить к грубым ошибкам измерений.
Рассмотрим гауссовский импульс с внугриимпульсной линейной частотной модуяяцией (ЛЧМ). Смещения максимума выходного сигнала, обусловленные шуыами, при регулярных измерениях лежат в области высокой корреляции функции рассогласования. Анализ свойств функции рассогласования этого сигнала, проведенный в гл.
4, показывзет, чю увеличение т„и с)5,: приводит к уменьшению ширины сечения области высокой корреляции по ссям т, Р одновременно. Однако частотная модуляция изменяет область высокой корреляции функции рассогласования сигнала. При этом протяженность проекции области высокой корреляции на ось т астаегся фиксированной (см. Рис. 4.8), поэтому ючнссть измерения запазлывания не изменяется. Протяженность проекции области высокой корреляции на ось Р увеличиваегся.
Это при опредеяениьгх условиях может привести к ухуднюнию точности измерения частоты. 248 33 ГД сливе их ер и д р Более подробно «лияние параьепров сигналов на ючнасть измерения координат цели рассмотрим в 5 5.5. 5.5. Следннгпе измернтелм дальности и доплеронского сдвига частоты В процессе радиолокационного наблюдения «сор!заппы целей нзмсияююя. В качестве примера на рис. 5.6 представлены полученные зксперименгвльио ревуны«гы изменения долвсровского сдвига частоты анпилов, стрюкенных от групповой воздушной цели, оюгоя!цей из четырех летательных жя!врагов, при длительном времени наблюдения (425 По оси абсцисс сптожено время, с, по оси ординат — значение доплеровскога сдвига частоты отрвжс г ипгава, !'гь В д о, что да ров ий слви мсюты в процессе наблюдения весьма сильно меняв!па, чго вызвано изменением ракурса, атмосферными флукгувциями, маневрированием и т.
д Таким образом, изчсрясмыс параметры яшмются функциями времени. радиолокацнонный измерипнгь дожкеи формировать оценки с учетом ленных, полученных ранее. Такая информацн» позволяет анализировать не весь дивцазон всзмо:киото изменения параметров, а только часть его, верояпгссгь мвчождения пгпезного сигнала в коюром блюка к единице, и оцениват~ не измеряемый параметр, а от- лл, г гззос ызгт гзззз шмс г!767 !!за! 3юсо Р с. 5.6. Из енсния доллер «сю сл пга часяпы сигналов, етраженных ст воздушны пелен г, 3, 3, т — ю Г мапл !ие в 249 5. Основы ывории изыврв в нораыаиров си нилов Рис. 5.7.
Обобщенная струкгуриая схема следящего измерителя клонение его от прогнозируемого значения (невязку), уточняя последнее по результатам измерения. Такая процелура реализуется в следящих измерителях. Обобщенная структурная схема следящего измерителя представлена на рис. 5.7. Измеритель включает в себя фильтр-зкстраполятор, вырабатывающий опорное напряжение, соответствующее прогнозируемому значению (априорной оценке )со) измеряемого параметра, и дискриминатор. В дискриминаторе формируется максимально правдоподобная оценка рассогласования между текущим и опорным значениями измеряемого параметра (оценка невязки). Для нахождения операций, выполняемых в дискриминаторе, разлшким в ряд логарифм отношения правдоподобия в окрестности опорной точки Хо, ограничившись второй степенью (43): 1(2)ы(Ов)ь1()со)(7.
Хо)о((доХ). йо) 12. (530) Приравняв нулю первую производную функции 1()ь): (5.31) 1'О.) ы1'(й )в1н(Х )(Л вЂ” Х ) =О, получим выражение для оптимальной оценки измеряЕмого параметра: ~.=2о-)(2о)г7 Ро) =)о в-Ль (5.32) гле Ль = -1'(Лв)11"(Хв) = — 22(Хв)12 "(Хв) — оценка малою опслонения параметра, формируемая в дискриминворе. Оценка (5.32) определяется из условия обращения и нуль первой производной логарифма отношения правдоподобия. Однако дискриминатор улобнее строить так, чтобы его выходная функция обращалась в нуль в опорной точке Хо, которая становится точкой настройки дискриминатора. Формально зто можно обеспечить, поменяв местами ).
и зв в разности Х -Лв и изменив знак первой производной. Тогда формируемую оптимальным дискриминатором оценку малого отклоненвя параметраможно представить формулой Л = 2'(Х)1о "()о). (5.33) Выражение (5.33) определяет структуру оптимального дискриминатора: в нем должны формироваться первая и вторая произволные 2(Х) в опор- 250 нои тоске. а загсы выше ься их отцопзсю с При ю т, г обеспе г ваются нече пвя снмме рия и линейность згю р шин.гцио ной врякгсристики ( Оюрая являет и остью ход ою няпряяепня дискрими ора Г... от отклонения пврачстра) лрн /'р чалых рвссоглвсо», ° я.
н пезаяиси- госм. вымздного нвпрюксния дискриминатора от амплиг)лы принимает х- л . о сиз нюы. Пример Лнсхрихзиныг пои арак "рнсюжи предсшшзен на рнс б 8,, Участок 8)., в прпгсгых когорого дискриминационна» характерно~ * линейпа называстс ) бхю Па том кс рис нке приведены графики, гз.глгасг(акру~ошно изчснения модуля корр, гн нного иптс- ГРЛЛВ И ЕП ГЮРВОй И ВПРОИ ПРпнз. н ьгных от отклонения врамстров ))ри болыгюм о~ношении сигнюг— О их манси юсп хзггз(узвного зпа ення орр .
цнонпою интеграла о параметра рассгяла ования й — Хс ! Рн . 5.8 Д«кр . пмцио а хараьш хзозюю а проксичироюгь аалраги'!- рис икв и ее ф р ро ангзс ои ф) кц й (рис 8. о), пере й произвсшгой — ли сй пй функцией (рис 5 8, б). в вгорой произлоюзон— 7'(). Поскольк) в плигула сипюла входит к: н ножнтсл, в фхнкп /'().) н /(й) онгопзенггс //(3.) / (Х) арабоос)часгкес~ пес незя«ишп Учитывая, по корреляциопныи нн и раз и его «торая производная »»ются примерил олннвко о, ыжя ньшюг пр гивоположные знаки, юмпо упростить выражсни» (5.33). заменив ю ошецие /'(й))//рй) ца /'(ВП/()л молифицироаагпгьгй таким образом дискриминатор ыыержит двв канала обрабсп ки входного сигнала: ггзмершсзгьньг(з и опорныи В из жри шлы оч канале форчируегся нс ге гнея фх кция рассогл ковалик Сигнал Опорюзп канал,з нсполюусгся „(ля норчировк Довольно часто «шислепис корреляционного интеграла н нОрмировка (с помошьн авгоыати гсской ре- я! 5.
Оскаеы теории измерения лороиетроо свглакоо гулировкн усиления) могут выполняться в общем тракте приемника. Татке приближенно может вычисляться производная корреляционного интеграла. В основе приближенного вьтнсления лежит замена производной алгебраической разностью корреляционных интегралов, вычисленных для близких параметров рассогласования. Примеры таких дискриминаторов приведены ниже.
Вркисггггые дискримииоторы. Рассмотрим примеры реализации временных дискриминаторов при обработке сигнала на фоне белого шума. При реализм!ни времсннбго дискриминатора с линейным амплитудным детектором операцию дифференцирования Ж(т)Ыт можно заменить (с точностью до константы) вычисдением конечной разности: Ю(т)Уг(т/,, и 2(т, -г Лт!2) — Е(т, — Лт)2). Поэтому сигнал рассогласования (/ = У(Л), пропорционалыпяй производной корреляционного интеграла, можно пояучить на выходе устройства, схема которого представлена на рис. 5.9.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
