Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2-е издание, 2004) (1092039), страница 38
Текст из файла (страница 38)
Этот спектр состоит из пиков, взаимно сдвннугмх иа частоту повторения импульсов 1)Тч Огибающие отдельных пико и совокупности огибающих пиков оггисывакмся при мвлмх рвсстройках Р' выражениями )ягп(шг))агпх( и (мпх))х( соответственно. Ширина центральиога пика по нулям составляет 2ГТя, где Тв =. М҄— длительность пачки П)ирина огибающей пиков по нулям равна 2гш На уровне 0,64 ширина пикав равна ПТ„ и )И„ соотвсготвснио Бояыией ггрппшеннссги 1 пика ва врер г 1ГТв ка в частоной, ченьшеи т„во временной области — больша» Пт„в чштотной.
Приближение формы огибающей пачки к колокольной (бавьшая протяженность во вреиенной области) приводит к «олокодообразности отдельных пиков (палая протяженность в ас. отпал области), Онижение при этан уровня боковых лепестков улучшает возможности разрешения по часготе. Сравнен е ил рассогласования навечных и одиночных когерентиых сигналов целесообразно проводить при одинаковой лжпельнссти ралиоимпульсов Разрешающая способность по лальности (по отношению к близю расположенныи лелям) для них одинакова Пачечные когсрснзиыс сипмлы обладиют, ол а о, более высокой разрегваюшей способностью ло частоте (скорюти) В силу инагозслесткового характера тел рассогласования пачечных сигналов (рис 4.5, е, Н проявляется неоднозначность измерения времени запаздывания и частоты. Устранение неоднозначности по одному из параметров, постигаемое выбором периода Тч, ведет к гюяшгснию неолнозна'зности по лрупэму Если Т„ э 2Л~ „1'с, где Лг „ дивпазон наблюдаемых лальностсй целей и других огражаюших объектов, то можно говорить о сигналах с мжт ччым изиерьвием дальносми Однако онн обычно не обеспечивают однозначного изчсрснив радиальных скоростей, в частноспг воздушных целей Если жс '1(Т, (Л, (дв(, где -Лт„„,Лт, диапазон ркл ащиых скоросюй отражающих сбьекзов, то мовгно говорил о сисюмах с одчоз очггым измерюшсм скорости.
Для этих сне ем иеобходилзв высокая чаоюта следования импулыон (дссюки-сатин килогерц), 'по обычно исюнпчае~ однозначное изисренио дальности. Последователыюсти импульсов с высокой частоюй следования У Т„ ичмот малую скавжность. Их излучение июывают кеазвненрерыеиым. Дгя 213 4 Разрежение си начав определения истинной дальности при квазинепрерывном излучении исполь- зуют: — изменение периода посьшок ТЫ вЂ” улучшение селекции по угловым координатам; — получение априорной информации о целях от других РЛС.
Возможность использования одной и той же антенны лля передачи и приема — достоинство квазинспрерывного излучения по сравнению с непрерывным. Высокое качество селекции по скорости обеспечивается в сочетании с хоров!ей селекцией по дальности в пределах зон однозначности их измерения. Объем тела рассогласования У' распределяется по пикам неоднозначности без заметного увеличения остатков межлу пиками, в частности вдоль ааи Е.
Хорошая сеяскция по скорости повышает возмохаюсти защиты ат пассивных помех. Недостатком квазииепрерывных сигналов является неабхолимссть сложной и не всегда реализуемой процедуры устранения неоднозначности измерения лальноши. 4.3.2. Частотно-модулированные сигналы Частолгно-модулированные (ЧМ) радиоимпульаы являются наиболее прастымн разновидностями широкополосных когерентных сигналов [31, 33 — 35), лля которых база В = Дэч„т„ш 1, что позволяет сутцественно повысить разрешающую способность по дальности.
Для узкополосных сигналов повышение разрешающей способности по дальности (Ду„т„ч1) обеспечи- вается, как извеатно, уменьшением длительности т„зондирующих радиоимпульсов. Поскольку пиковые мощности импульсов ограничены, это часто ведет к уменьшению излучаемой энергии и к снижению дальности действия РЛС.
Используя широкополосные (сложные) сигналы, можно увеличивать энергетику и дальность действия РЛС, не ухудшая, а даже улучшая разрешаюпзую способность по лалыюсги. Лвг!ейна-чаев!атно-.нодулированные (ЛЧМ) импульсы с прямоугольной н колокольной огибающими показаны на рис. 4.6, л, 6. У этих сигналов мгновенная частота меняется па яинейному закону (рнс.
4.6, а): (4.21) а фаза — по квадратичному закону. !РВ) = 2я ~ У(з)444 2кУа! ь! э!Ро 214 4.3 Фулкчикрлсеюмюеа лкегерг * г е и ой -„0 о т !2 Рис. 4.6. Сигма с линейной частотной одуляпией где 47„— частотная левиапия; т„- длительность импульса; 6=хат„)т, =ялзтз (4.22) — параметр фазовой модуляции сигнала; л = т„бㄠ— коэффициент широкололосностн; Ч вЂ” слУчайнаЯ начатьгпл фаза (лакее Ьгс =0) Камцтексные ампяизудм линейно-модулированных ло часппе сигналов задаются вырвженивм«0(г);. И,Яе'и, где множител~ У,бф характеризует амплитулную модуляшгю. В частности, лл» прямоуговьнаго ЛЧМ-сигнала огибающая описывается следующим образом. е'а', )г) т„)2; 14.23) дл» колокол ного ЛЧМ-сигнала 00)=е '1')ы) е'н .
(4 24) Частотные спектры комплексных амплитуд ЛЧМ-сигналов апределяютсв иьгрзжсиием 0)Л= ') и)г)еюмщ= 0<):)) ыгг, 14.25) где )0ту"), '— амплизудно-частотный, я 44,Г) — фвзочасютный спектры. Амплитулно-частотный спектр колокол~ного ЛЧМ-ридиоимпульса аписы. ваетс» зависимостью трио 4 7, а) те 26) )017))= - - — "е 2 и имеет на уровне О 46 ~ н ирину спектра 215 4. Рсзргыеппе сыпи«оп ),0 ) 0,5 )о Г)Н г )о 10 8 КР 1ЫР )п))аг)п)0) )05)))р ),0 и: ) 2,0 0,5 ),а 0 ),0 гр т,п Ка 0 аб ка гп п Рнс.
4.7. Частотные сне«тры комплексных ам5ынтул калакагьнага н прямоугольного ЛЧМ-снгнапав (4.27) мачо отличающуюся при болыпнх н от чаатотнай девиации. Фазочастотный спектр этого сигнала описывается уравнением параболы: 05(7) = — лл — + — агс)8 л 2 ~ )Кд,] 2 (4.28) 1 -И „)/з р(т, р) = — ]) еды*"г)" с)5 с 'ь' « -1-14+ „)!г Интегрируя по г, учитывая единичное значение модуля сомножителя -гь ' е ' ' и используя соотношения (4.21), (4.22), можно получить (з)п[к(лт)т„п Рт„)(1 — ]т))тп)]] — )т] < г; р(т, Р) = л(лт!т«0Рт„) / ' " (4.29) О, )т) > т„. 216 Амплитудно-частотный спектр прямоугольного ЛЧМ-рапиоимпульса (рис.
4.7, б) выражается через интегрвлы Френеля, а при ил 1 приближенно аппроксимнруется прямоугольником, имеющим ширину Ау . Фазочастатный спектр в этих пределах приближенно описывается выражением (4.28). Независима ат характера огибающей, чем больше частотная девиация (н л 1), тем шире спектр снгнаяа: ф„и дум Нормированная функЧия рассогласования лрлчоугопьпага ЛЧМ радиаичлульса нахаднтая подстановкой выражения (4.23) в (4.8) и выбором пределов интегрирования согласно рнс. 4.3, е, г. При т ж т„ 43 Фу кяияра .
осе «р и гсагяа ее Р с. 4.8. В р кальвые (е) и горизонгюьные (б) сечения фувкнии рас. согласования пр моугыьггсю !!ЧМ-р д а мпувьса При и = 0 выражение (4.29) преобразуется в (4.17). Иорлыроеакпая ггя)мкл р оаяосаеония ка окозьного Лт(*'-р дноиипульса находиюн под«гановкой равенства (4.24) в (4.8): 2 г г р(т,с)=ехр' — 1, т т2птрьтми 2( т„ (4.30) Рнс. 4.9. Акс е рнческие изображения тел рассогласования прею- угол ного (а) и колон»п,ною (б) рвл о ульсов 2!7 При и = 0 формула (4 30) преобразуетсл в (4.18) Рассмотрим тела рнесогласовании и ик сечени» для прямоугольного и колокольного ЛтйЫ-радиоимпульсов.
На рис. 4.8, а, б приведены вертикальные г = сопи и горизон пивные р — сопи сечениа лля прямоугольного радиоимпуяьса, а на рис 4.9, а, б — ансонометрические изображения тел рассогласования прямоугольного и колокольного радноимпульсов соответсг- 4. Разрешение еигнаеае венно. В связи с частотной модуляцией сигналов тела рассогласования на рис. 4.9 повернуты и вытянуты относительно соответствуюших тел рассогласования, изображенных на рис.
4.4 и 4.5, и поэтому обладают только центральной симметрией р( — т, — Р) = р(т, Г), а симметрией относительно плоскостей а = О, т = 0 не обладают. При гф'!г)г > О имеет место поворот тела рассогласования хода против часовой стрелки, а при пг'/оУ< Π— - по ходу часовой стрелки. Кроме того, протвкенность тела рассогяасования в плоскости Р = 0 при я ж) оказывается сушественно меньше дяительности ЛЧМ-сигнала. Наблюдается эффект сжатия сигнала.
Эффект сжатия радиоимпульсов непосредственно вытекает из формул (4.29) и (4.30), описывающих напряжения на выходе согласованного фильтра. Чем шире спектр, тем большее число независимых гармонических составляююих суммируется в фазе при Г = ге» г„тем уже пик радиоимпульса на выходе согласованного фильтра. Г!оскольку отквики согласованного филыра характеризуются сечениями Р' = сопя! тел рассогласования, этот же вывод непосредственно следует из геометрической структуры рассматриваемых тел. Вследствие поворота тела рассогласования ЛЧМ-сигнала верти«альное сечение его сужена по отношению к вертикальному сечению немодулированного сигнала, причем чем в большей степени сужена, тем больше коэффициент широкополосности л = т„гУш Форма сжатого радиоимпульса при Г = 0 определяется в силу (4.13) исключительно амплитудно- частотным спектром входного сигналя.
Фазочастотный спектр при отсутствии рассогласования (доплеровского, в частности) полностью коыпенсируется фазочастотной характеристикой фильтра и не влияет на форму выходного сигнала. В силу принципа наложении (суперпозиция) воздействий, справедливого Лля линейных систем, сжтгые радиоимпульсы могут не перекрываться при перекрытии ЧМ-радиоимпульсов на входе фильтра. Этот эффект тем с>щественнее, чем болыпе коэффициент н Разрешаюшая способность по времени запаздывания определяется, таким образом, не двигельностью сигнала, а величиной, обратной ширине его амплитудно-частотного спектра.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
