Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2003) (1092038), страница 38
Текст из файла (страница 38)
Начальные фазы чаше всего равномерно распределены на интервале (О, 2л), хотя для корректировки тел р(т, Г) используют иногда их неравномерное распределение. При равномерном распределении значения начальных фаз у, пропорциональны р-ичным цифрам д: р = 2лц/р, д = 0,1, ..., р -1, (4.33) 221 Для р = 2 фазы принимают значения О, л; для р = 3 — значения О, 2л/3, 4п/3 и т. д. В радиолокационных системах наиболее распространенными явля- ются фазоманипулированные сигналы, составленные по двоичным (р = 2) кодам Баркера, М-кодам и т, д, (см.
гл. 2). Иногда используют сигналы с изменением начальных фаз О, у (из а л) и многофазовые (р > 2). Незави- симо от выбора кодовой последовательности значения ц элементов кода используют в передатчике для формирования начальных фаз р элемен- тов зондирующего сигнала в соответствии с выбранной зависимостью <р, и д [31, 33 — 35], Импульсные сигналы с филовой манипуляцией кодом Баркера — это сигналы, для которых уровень боковых лепестков (боковых пиков) тела р(т, Г) в сечении Е = 0 при (О, л)-манипуляции составляет 1ОУ.
Такие коды подобраны для ряда значений У < 13 (табл. 4.1). Для Х = 7, например, бар- керовский код описывается цифровой последовательностью 0001101, так что Р1 = Рз = ц~з = рв = О, а дл = д, = р =и, Уровень боковых лепестков в сечении Е= 0 по мощности соответствует 1/74, или — 201язУ в децибелах. з 4, Разрешение сигналов Таблица 4. 1 Возможные законы фазовой манипуляции сигналов кодом Баркера При !з' = 13 этот уровень составляет — 22 дБ. В сечениях Г ~ 0 тела р(т,Р') содержат большие боковые пики, примерно равные 0,4...0,5 для Л/= 11 или Ф = 13. Баркеровские коды используют поэтому лишь для радио- импульсов не очень большой длительности, структура которых не искажается при отражении от двюкущихся целей. Импульсные сигналы с фазовой манипуляцией по закону М-последовательности имеют тело рассогласования, близкое к игольчатому, Как известно, для снижения уровня р вне пика сигнал должен быть протяженным и иметь ширину спектра /1/„' ~1/т„.
Рассогласования т,Р' должны независимо разрушать имеющуюся корреляцию ожидаемых и принимаемых значений сигнала, чтобы равномернее распределить объем ~р2 по площади. Разрушенная из-за расстройки по т корреляция не должна восстанавливаться где-либо при расстройках по Е Фазовая манипуляция импульсного сигнала М-последовательностью с большим числом элементов Ф позволяет обеспечить выполнение перечисленных требований. Реальное тело р(т, г) шумоподобного сигнала, включая область боковых лепестков, имеет в сечении Р = 0 ограниченную протяженность 2т„= 2№л. В сечении т = 0 тело по-прежнему не ограничено, но протяженность его основной части 2Л/'„= 2/т определяется шириной спектра Л/„парциального импульсного сигнала. Основной лепесток (область пика) тела рассогласования имеет в сечении Г = 0 треугольную форму, его ширина по уровню 0,5 равна тл. В сечении т = 0 форма пика описывается выражением ~з(пх/х~, его ширина по уровню О,б4 составляет 1/т„= 1/(Фтл).
Распределение боковых пиков по плоскости т, Р оказывается, в целом, неравномерным. Среди кодированных М-последовательностями сигналов можно выбрать сигналы с минимальным значением максимума боковых пиков (минимаксные сигналы). Максимумы пиков для этих сигналов имеют величину порядка 1/' /!з', медленно снижаясь с увеличением Ф. 222 4.4. Сигналы, обеспечивающие высокие разрешающие способности Использование шумоподобных фазоманипулированных сигналов с очень большим числом элементов Н, как и других достаточно сложных сиг палов, затрудняет разведку излучений РЛС, а значит, и наведение на них противолокационных ракет. Непрерывные сигналы с фазовой манипуляцией по закону М-последовательности могут быть получены при фазовой манипуляции (или (О, к), или (О, <р)) гармонического колебания двоичной рекуррентной М-последовательностью, что приводит к периодическому непрерывному сигналу с манипуляцией фазы по закону этой последовательности в каждом периоде. Обработка принимаемых колебаний сводится к внутрипериодному и межпериодному когерентному накоплению.
Функцию рассогласования такого сигнала можно получить из формулы (4.20), заменив сомножитель р (т, Г) комплексным выражением функции рассогласования для одиночного М-сигнала. Когда входящее в формулу (4.20) число периодов М стремится к бесконечности, тело р(т, Р) сводится в основной своей части к набору разнесенных по частоте на величину УТ„= 1/(№в) плоских элементов, протяженность которых 1IМТ„по оси г стремится к нулю, как это показано для (О, к)-манипуляции на рис. 4.11. Подобная структура тела р(т, Р) согласуется со свойством 3 (см. п.
4.2.2) тел рассогласования, в соответствии с которым разрешающая способность по частоте (радиальной скорости) повышается с увеличением длительности когерентного сигнала. Обеспечивается однозначное разрешение по радиальной скорости в пределах частотных интервалов 1/(№в) при произвольном временном рассогласованни т.
Двоичная (О, ~р)-манипуляция позволяет снизить уровень боковых лепестков тела рассогласования в сечении г = 0 до нуля (рис. 4.12). Это облегчает Рис. 4.11. Тело неопределенности непрерывного сигнала с фазовой манипуляцией по закону М-последовательностн 223 4. Разрешение сиеназов ис(с) и(т) и(с- са) е и(с- г с,) и(с-Зта) е за и(с-4та) е зв и(с-5та)е за и(с- бта) Рис. 4.12. К пояснению обработки сигналов с двоичной (О, ср)-манипуляцией разрешение злементов групповой цели по дальности, перемещающихся с близ- кими радиальными скоростями, в процессе обнаружения или автоматического сопровождения по скорости.
Значение ср в радианах выбирается из условия ср = я — агссоз1(Л( — 1)/(Л(+ 1)], (4.34) ?24 где Л( — период М-последовательности. Для значений Л(, равных 7, 15, 31, значения ср составят соответственно 139', 151', 160'. Сформулированный результат справедлив как при корреляционной, так и при фильтровой обработке. Он поясняется ниже на примере обработки в согласованном фильтре (см.
рис. 4.12, сс) сигнала с чередованием фаз (О ср ср ср 0 ср 0)..., соответствующим М-последовательности (О 1 1 1 0 1 0).... Импульсная характеристика фильтра соответствует одному периоду М-последовательности. Внутрипериодная обработка в фильтре должна дополняться межпериодным накоплением. В момент достижения сигнала максимального значения все Л( = 7 подаваемых на сумматор задержанных и сдвинутых по фазе колебаний суммируются в фазе (рис.
4.12, б). В другие моменты времени из общего числа Л(= 7 парциальных импульсов (Л' — !)/2 = 3 импульса имеют нулевые начальные фазы. Остальные парциальные импульсы, а именно (Л(+1)/2 = 4, имеют ненулевые начальные фазы, в частности по (И +1)/4 = 2 импульса имеют начальные фазы ср и — ср, Относительный уровень напряжетия сигнала на выходе сумматора вне максимумов составляет 4.5, гало-иоллриэаиионные функции рассогласоваиия 1 гУ вЂ” 1 гс Л/+1б ге -ге~ У вЂ” 1 /!/+1 — е' + (е'е+е 'е) = + созбр, У 2 4 2)!/ 2У т. е. равен !//!/при <р = к и обращается в нуль (рис.
4.12, в) при выборе бр со- гласно формуле (4.34). Этот же уровень сохраняется и в результате согласован- ной фильтрации элементарных импульсов последовательности (рис. 4.12, г), приводящей к преобразованию прямоугольной огибающей в треугольную, 4.5. Угло-поляризационные функции рассогласования -ггяо-в)4(ивв)/г. ю1 l 1 2 /о М 1= 1, 2, ..., /с, ..., М. (4.35) Если же волна (при согласованной поляризации) приходит под углом О, к нормали, то Х(9,) определяются по формуле (4.35) после замены 9 на О,.
Подставляя выражения для Х(9) и Х(9,) в (4.6) и суммируя члены геометрической прогрессии ехр( — у2к(/ — /о)б/(з!п9, — з!пО)//)б), /=1,2,...,М, Рис. 4.!3. Линейная эквидистантная решетка (а) и ее пространственная функция рассогласования (б) 225 находим нормированную угловую (пространственную) функцию рассогласования 8 — 78 !б Угло-поляризационная функция рассогласования когерентных сигналов определяется формулой (4.6) и зависит от пространственно-поляризационных характеристик антенной системы [35, 43, 47). Рассмотрим М-элементную эквидистантную линейную антенную решетку с шагом б/ и равномерным амплитудным распределением коэффициентов передачи напряжений на сумматор.
Подбором сдвигов фаз эта решетка согласуется с плоской гармонической волной, падающей под углом 9 к нормали (рис. 4.!3, а). Ожидаемое распределение комплексных амплитуд напряжений каналов приема источника, расположенного в дальней зоне, при отсутствии направленности одиночных вибраторов и движения цели относительно антенны определяется выраже- япО нием 4. Разрешение сигналов в!п(кМгУ(в!и О, - в!пО)!) ) р(9„9)— Мв!п(кс((в1п О, — яп 9)/).) (4.36) Ь!(Ц! 9,— ! ОУ)) Р(9 9) =~ кХ,(в!пО, — в!и 9)/) (4.37) Определим нормированную ноляризационную функцию рассогласования для когерентного поляризованного сигнала.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
