Гл3_6_7 (1086090), страница 2

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 2)

|Z_A0|  ₀L_А |1 – ²_А /²₀|, (3.50)

где L_А = L_ант + L_СВ – индуктивность антенной цепи; ₀ = 1/(L_АС_А)^1/2 – собственная угловая частота антенной цепи.

Из (3.50) и (3.49) видно, что изменение резонансного коэффициента передачи ВЦ будет различным в зависимости от соотношения _А /₀.

Рассмотрим возможные случаи: f_A > f_0max; f_A < f_0min; f_0min< f_A < f_0max.

1. Собственная частота антенной цепи находится выше верхней частоты рабочего поддиапазона f_A > f_0max – рис.3.16, а). В таком режиме резонансный коэффициент передачи резко возрастает с частотой, потому что с увеличением частоты одновременно увеличивается R_Э = ₀L_КQ_Э и 1 / |Z_A0| вследствие приближения частоты настройки входного контура к собственной резонансной частоте антенной цепи. При f_A » f_0max из (3.49) и (3.50) получаем

K₀  M (²₀ /²_A) nQ_Э . (3.52)

Если при этом n = const, и Q_Э = const, то

K₀  const ²₀ (3.53)

– получается большая неравномерность коэффициента передачи по поддиапазону: H = K_{0 max} / K_{0 min} = ²_{0 max} /²_{A min} = k²_пд.

2. Собственная частота антенной цепи ниже минимальной частоты рабочего поддиапазона: f_A < f_0min – рис. 3.16, б). Резонансный коэффициент передачи меняется при этом не так резко, как в предыдущем случае, – при уходе от собственной частоты антенной цепи величина проводимости 1 / |Z_A0| уменьшается, а R_Э увеличивается и в какой-то степени компенсирует убывание проводимости 1 / |Z_A0|.

При f_A « f_{0 min} из (3.49) и (3.50) получаем

K₀  M nQ_Э. (3.54)

Если при этом n = const, и Q_Э = const, то K₀  const. (3.55)

Условия, при которых получены формулы (3.53) и (3.55), характерны для схем на ПТ. В схемах с БТ добротность Q_Э зависит от частоты из-за вносимого затухания n²G_ВХ. Если n = const – не зависит от частоты, то значение добротности Q_Э падает с увеличением частоты. Поэтому K₀ в (3.54) уменьшается с ростом частоты.

3.7.2 Внутренняя емкостная связь контура с активным элементом – рис. 3.17.

С увеличением частоты значение d_Э уменьшается – это способствует сохранению избирательных свойств контура в пределах поддиапазона.

Избирательность ВЦ при больших расстройках можно найти из (3.16) с учетом (3.50). При малых расстройках

Se = K₀/K(f) = 1 / = .

3. Собственная частота антенной цепи находится в рабочем диапазоне частот приемника f_0min< f_A < f_0max. При этом наблюдается резкая и немонотонная зависимость коэффициента передачи ВЦ по диапазону. Поэтому такой режим обычно не используется.

3.7.3 Емкостная связь – входной контур соединен с антенной через разделительный конденсатор С_Р – рис. 3.2. Чтобы изменение параметров антенны мало влияло на настройку контура, емкость С_Р берется малой, поэтому и последовательное соединение С_ант и С_Р также будет малой величиной. Введем обозначение С_А = С_антС_Р /( С_ант + С_Р). Сопротивление X_CA = 1/С_А гораздо больше, чем X_LA = L_А и R_А, которыми пренебрегаем. При этих допущениях

|Z_A0|  1/С_А. (3.58)

Подставляя в (3.14) значение R_Э = ₀L_КQ_Э, m = 1 и |Z_A0|  1/С_А из (3.58), получаем выражение для резонансного коэффициента передачи ВЦ

K₀  ²₀ L_К С_А nQ_Э . (3.59)

Если при этом n = const, и Q_Э = const, то

K₀  ²₀const. (3.60)

Квадратичная зависимость в (3.59) и (3.60) объясняется тем, что с увеличением частоты одновременно возрастают проводимость антенной цепи 1 / |Z_A0| = ₀С_А и резонансное сопротивление контура R_Э.

Рис.3.18 – Внутренняя емкостная связь

с активным элементом – а) и антенной – б)

При внутренней емкостной связи контура с АЭ (рис.3.18, а) соответствии с (3.56) получим K₀  (С/С_1)Q_Э, где Q_Э = 1/d_Э определяется соотношением (3.57).

Избирательность ВЦ при больших расстройках найдем из (3.16) с учетом (3.58): Se = ₀ / = Q_Э |1– ²₀ /²|.

3.7.4 Внутренняя емкостная связь с антенной – рис. 3.18, б) – антенна и вход АЭ подключены к контуру через емкостный делитель, образованный С_СВ и С_ = С_К + С_ВХ. Обычно выполняется условие С_СВ » С_, чтобы связь антенны с контуром была слабой.

Результирующая емкость контура С = С_ С_СВ/( С_ + С_СВ).

Коэффициенты включения

m = С/С_СВ = С_/(С_ + С_СВ)  С_ /С_СВ;

n = С/С_ = 1/²₀L_КС_. (3.61)

Пренебрегая активным сопротивлением антенны, найдем

|Z_A0|  ₀L_К – 1/₀С_А = (1 – ²₀ /²_A) /₀С_А, (3.62)

где _А= 1/ — собственная частота антенной цепи.

Из (3.14) с учетом (3.61) и (3.62) можно получить выражение для

резонансного коэффициента передачи.

Если f_A » f₀, то K₀  (С_А/С_СВ)Q_Э – при Q_Э = const коэффициент K₀ не зависит от частоты. Условие f_A » f₀ выполняется при малых геометрических размерах антенны или искусственном укорочении антенны с помощью малой С_Р.

Схемы на рис. 3.18, а) и б) равноценны. Схема на рис. 3.18, а) рекомендуется при малых входных сопротивлениях АЭ, когда необходимо

n «1, а схема на рис. 3.18, 6) — при больших значениях R_ВХ, когда допустимо n  1. Избирательность ВЦ при больших расстройках находим по формуле (3.16) с учетом (3.61) и (3.62):

Se =  / ₀ = Q_Э |1– ² /²₀|.

3.7.5 Входные устройства с рамочными и ферритовыми антеннами

Действующая высота рамочной антенны зависит от площади рамки S_P и числа витков N_B: h_Д = 2S_P N_B/,

где  – длина волны.

Коэффициент передачи ВЦ с рамочной антенной определяется выражением (3.49) K₀ = ₀ M nQ_Э / |Z_A0|,

в котором |Z_A0| = [R²_A + (₀ L_)²]^1/2, где L_ = L_P + L_CB.

Для уменьшения размеров рамки при сохранении достаточной действующей высоты применяют сердечник из феррита, увеличивающий ЭДС сигнала за счет концентрации магнитного потока.

Антенная катушка используется и в качестве индуктивности входного контура – рис. 3.20. Такие ВЦ широко реализуются в радиовещательных РПрУ. Коэффициент передачи напряжения ВЦ можно найти из общего выражения (3.14)

K₀ = nmR_Э / |Z_A0| = nm/G_Э|Z_A0|,

подставив в него m = 1 и |Z_A0|  ₀ L_К; K₀  nQ_Э.

В приемниках с ферритовой антенной чувствительность принято выражать в единицах напряженности поля сигнала: _C = Е_А0 /h_Д мкВ/м. В действительности ферритовая антенна принимает магнитную составляющую поля сигнала H_C = _C /120, поэтому такую антенну часто называют магнитной. Коэффициент передачи по полю ВЦ с ферритовой антенной определяется выражением K_0 = U_C /_C = nQ_Эh_Д.

3.7.6 Входные устройства с полосовыми фильтрами обеспечивают высокую избирательность и равномерность передачи в заданной полосе пропускания. Например, в радиовещательных приемниках в диапазонах длинных и средних волн часто используется двухконтурный полосовой фильтр (ПФ). На СВЧ используются многозвенные ПФ.

Перестройка ПФ по диапазону сопровождается изменением коэффициента передачи и полосы пропускания. Чтобы эти показатели менялись не слишком резко, выбирают такую схему связи между контурами фильтра, при которой с увеличением частоты коэффициент связи уменьшается, а полоса пропускания остается почти неизменной. Для этого используют комбинированную связь между контурами – внутреннюю и внешнюю емкостную или внутреннюю емкостную и трансформаторную. В схеме на рис. 3.4 внутренняя емкостная связь создается конденсатором С_СВ1, внешняя – конденсатором С_СВ2.

Связь первого контура фильтра с антенной выполняют так же, как и в одноконтурных схемах. Для определения резонансного коэффициента передачи ВЦ надо в формулах (3.14), (3.51), (3.59) заменить Q_Э на резонансный коэффициент передачи фильтра K_Ф0.

114

Характеристики

Список файлов лекций