21. Характеристики и параметры усилителей.

АЧХ(амплитудно-частотная характеристика) идеального и реального усил-ля:

П олоса раб. ч-т усил. огр. верхней и нижней ч-ми f_в и f_н. Эти ч-ты опр. по АЧХ, когда R_U снижается в √2 раз по отн. к К_uo на средней частоте f_о, т.е. при К_u/К_uo=0,707. Для усил. хар. явл. наличие лин. искажений, обусл. зав. коэф. усил. от ч-ты и не связ. с амплитудой сигнала и нелинейностью ВАХ. Мерой лин. или частотных искажений, вносимых усил. на граничных частотах, служит коэф. част. искажения М_н=К_Uo/K_Uн; М_в=К_Uo/К_Uв. Обычно доп. вел. М_н и М_в не превышают √2, что по лога- рифмической шкале составляет 3 дБ. Важными парам-ми усил-лей явл-ся к-т усил. по напр., току, мощн. К-т усил. по напр. опр. как отн. приращения вых. напр. к приращ. вх. напр. К_u=dU_вых/dU_вх; К_u= =U_вых/U_вх для лин. ус. где U_вых и U_вх ампл. знач. перем. напр. При послед. соед. N каскадов К_u опр. след. обр.: К_u=К_u1∙ ∙К_u2∙…∙К_uN=U_выхN/U_вх. В общ. случае его вел. зав. от ч-ты и ампл. сигнала, напр. ист. пит. и др. факторов, т.е. он явл. компл. вел. К-т усил. по напр. в дБ опр-ся след обр.: К_UдБ=20lg∙(U_вых/U_вх)=20lgК_U. К-т усил. по току равен отн.: К_i=di_вых/di_вх=I_вых/I_вх, где I_вых и I_вх – амплитуды переменных составляющих токов в лин. ус. Ко-т усил. по мощн.: К_р=Р_вых/Р_вх=К_u∙К_i. В лог. ед.: К_РдБ = 10lg(Р_вых/Р_вх)=10lg∙К_р. Зав. амплитуды U_вых от ампл-ды U_вх при пост. ч-те вх. сигнала наз. ампл. хар. усил. Эта хар. для лин. ус. предст. собой прямую линию.

Амплитудная хар-ка усил-ля (з). Участок 1-2-3 явл. раб. уч-м с лин. коэф. усил. Ампл. хар-ка не прох. ч/з нач. коорд. из-за нал. на вых. собств. шумов усил.

У часток ниже т.1 не исп., т.к. полезный сигнал здесь трудно отл. от U собств. шумов и помех усил. По вел. отн. U_min/K_u0 опр. чувствительность усил. Шумовые св-ва усил. оценивают коэф. шума F, пок. во ск. раз отн. Р сигнала, к Р шумов на вых. усил. хуже этого же отн. Для ненагр. ист. сигн. отн. max доп. U_вых к min допустимому: D=U_max/U_min наз. дин. диапазоном усил. Наличие в усил. конденсаторов и зав-ть пар. тр-ров от ч-ты прив. к тому, что при изм. ч-ты вх. сигнала на вых. усил. изм. по ампл. и по фазе. Зав-ть фазового сдвига сигнала от ч-ты предст. собой ФЧХ (фазо-частотная хар-ка) усил. ФЧХ не иск. усил. должна предст. соб. прямую линию. Нелин. иск. усил. связ. с нелинейностью хар-к п/п приборов, на кот. построен усил. Нелин. искажения имеют существенное значение при больших амплитудах сигнала. Нелин. искажения приводят к появлению высших гармоник в вых. сигнале. Эти искажения оцениваются коэф. гармоник (коэф. Нелин. искажений) К_г = отношению действующего знач. высших гармоник I₂, I₃ и т.д. в вых. цепи, к току осн. гармоники I₁: К_г=√I₂²+I₃²+…/I₁. Усил. со стороны вх. зажимов хар-ся R_вх=dU_вх/di_вх, а со стороны вых.: R_вых. Важным парам. усил. явл. его КПД= отн. полезной Р на вых. Р_вых к Р, потребляемой от ист. пит. Р₀, т.е. η=Р_вых/Р_о. Вел. КПД усил. опр. его вых. каскадами, т.к. в них происх. наиб. потребл. мощности от ист. пит.

22. Обратные связи в усилителях.

ОС в общем виде наз. передачу энергии из вых. цепи усил. в его вх. цепь. ОС м/б искусственной, вводимой для улучшения хар. усил-ля и повышения стабильности его работы, а также паразитной, возникающей за счет нежелательного влияния вых. цепей усил. на его вх. цепи. Сруктурная схема усил-ля с ОС: на рис k – коэф усиления усил-ля. ǽ-коэф передачи цепи ОС.

Р азличают О С по I и по U. ОС по U наз-ся такая ОС, при кот. сигнал обратной связи пропорционален U_вых и исчезает при кор замыкании нагрузки. ОС по I пропорциональна I_вых и сохраняется при кор. замыкании нагрузки, т.к. сигнал ОС по I образ-ся на дополнительном резисторе, включ-ом в цепь I_вых. По способу подачи сигнала ОС во вх. цепь различают: 1) последов-ую ОС, когда во вх. цепи складываются U-я ОС и вх. сигнала; 2) послед. ОС, когда во вх. цепи склад. I вх. сигнала и I цепи ОС. Если при введении ОС коэф. усиления возр., то такая ОС наз. положительной (ПОС), если же коэф. усиления умен., то она наз. отрицательной (ООС). По кол-ву каскадов, охватываемых ОС, она делится на местную, действующую в одном каскаде и общую, охватывающую весь усил. или несколько каскадов. ОС м/б только по переменному I, только по пост I, а также по перем и пост I или U одновременно.

23. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОЭ.

Усилительный каскад на бип. тр., включенном по схеме с ОЭ имеет вид:

Осн. эл-ты: Управляемый эл-т – тр-р. И резистор R_K. – обр. главную цепь ус. каскада. Конд. C_P1 и С_P2 явл. разделительными – искл. шунтирование вх. и вых. цепи по пост току, т.е искл. протек. пост тока ч/з ист. вх. сигн. по цепи E_K-R1-R2 и задерж пост. сост-й в вых цепи. Их сопр. в раб. диап. ч-т должно быть знач. < соотв. Rвх и Rн. R1 и R2 исп. для задания режима покоя каскада. Они обеспеч. исх напр. на базе Uбп отн. зажима “+” имт. пит. Rэ – эл-т отр. обр. связи, предн. для стабиз-ии режима покоя каскада при изм. т-ры. Cэ – шунтирует этот рез. по перем току, искл. проявл отр. обр связи в каскаде по перем. составл-м. Пост. составляющие токов и напряжений, т.е.(I_бп, I_кп, U_кэп) опр. так наз-ый режим покоя или рабочей точки (I и U покоя). Для сохр. формы сигн. необх., чтобы пост. сост. токов и напр. были не меньше перем. сост. Резисторы задают токи нач. режима, т.е. токи покоя Iэп, Iбп и Iкп.

Усил. раб. след.обр.: пусть вх. сигнал имеет пол. прил. В этом случае, складывая с U_бэ он уменьш. пот. базы. I_б умен., поэтому умен. I_к, а отр. U_кэ увел. по абс. вел-не, т.е. приращение сигнала на вых. усил. прот-но по знаку приращ. вх. сигнала. Т.о каскад с ОЭ инв-т фазу усиливаемого сигнала. Граф. анализ схемы заключен в построении линий нагрузки по пост току на выходе ВАХ (a-b), т.е. зависимости I_к от U на кол. при опр. вел. R_к. Эта зав. линейна и строится по ф-ле: I_к=Е_к-I_кп(R_к-R_э). Пересечение ее с ВАХ при Iб=Iбп дает т. покоя П. Линия нагрузки по перем. току (в-г) строится из т. П с коэффициентом наклона равным Rк||Rн.

Исходя из треб. к парам. нагр. выбир-ся точка покоя и сопр. вх. делителя напр. Выбираются знач. токов и напр. покоя. Строятся на вх. ВАХ диагр вх. напр. по ней находят график Iб путем проецир ч/з график на смежн. ось. Потом на вых ВАХ отмечают график Iк(=ßIб) и проецируют его с оси тока на ось вых. напр.

24. Расчет усил-ля с ОЭ с помощью эквив-ной схемы в области средних частот (a). Эквивал-ая схема в области средних частот:

Входное сопротивление: Rвх=R1||R2||r_вх; Cопр. входной цепи: r_к(э)+Rк||Rн>>r_Э+Rэ  Uбэ=Iбr_Б+Iэ(r_Э+Rэ)= Iб(r_Б+(1+β)(r_Э+Rэ)); r_вх = Uбэ/Iб = r_Б+(1+β)(r_Э+Rэ);

Коэф. усил. по току.: Iб=Iвх∙Rвх/r_вх; т.к. r_Э+RэБ<<Rк||Rн; Iн=β∙Iб∙(r_к(э)||Rк||Rн)/Rн = Iвх∙β∙ Rвх/r_вх∙(r_к(э)||Rк||Rн)/Rн;

KI=Iн/Iвх=β∙Rвх/r_вх∙(r_к(э)||Rк||Rн)/Rн;

т.к. R1||R2≥(2÷5)r_вх; Rвх≈r_вх; r_к(э)>>Rк||Rн, то KI≈β∙(Rк||Rн)/Rн;

Коэф. усил. по напр.:

KU=Uвых/Uвх = IнRн/[Iвх∙Rвх] = KI∙Rн/Rвх≈ β∙(Rк||Rн)/Rвх.

KUг=Uвых/Ег=IнRн/[Iвх(Rг+Rвх)] = KI∙Rн/(Rг+Rвх)≈ β∙(Rк||Rн)/(Rг+Rвх).

Коэф. усил. по мощнисти.: KP=Pвых/Pвх=KU∙KI

При согласованном входе, т.е. когда R_г=R_вх, коэф-т усил-я по мощности: К′P=Рвых/(Ег∙Iг/4)= 4Кuг∙Kiг.

Выходное сопр-е каскада.: Rвых=Rк||r_к(э). т.к. r_к(э)<<Rвых; Rвых≈Rк

Вывод:

Входное сопротиление каскада не превышает 1-3 кОм. Каскад облад. значит. коэф. усиления по току. Коэф. усилен. по напр. возр. с уменьш. внутр. сопр.

Каскад осущ. поворот по фазе на 180^o вых. напр. отн. входного. Выходное сопр-е каскада опред-ся величиной R_к и сост. единицы кОм.

2 5. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОК.

Усилительный каскад на бип. тр., включенном по схеме с ОК имеет вид:

Коллекторный вывод тр. явл. общим по переменному току для вх. и вых. цепи.

Осн. эл-ты: Упр-ый эл-т – тр-р. И резистор Rэ – обр. главную цепь ус. каскада. Rэ – создает изменяющееся напр. в вых. цепи за счет протек. в ней тока, упр. по цепи базы. Rэ – также эл-т отр. обр. связи, предн. для стабиз-ии режима покоя каскада при изм. т-ры. Конд. C_P1 и С_P2 явл. разделительными – искл. шунтирование вх. и вых. цепи по пост току, т.е искл. протек. пост тока ч/з ист. вх. сигн. по цепи E_K-R1-R2 и задерж пост. сост-й в вых цепи. Их сопр. в раб. диап. ч-т должно быть знач. < соотв. Rвх и Rн. R1 и R2 исп. для задания режима покоя каскада. Они обеспеч. исх напр. на базе Uбп отн. зажима “+” имт. пит. Для повых вх. сопр. R2 часто не вводят. Пост. составляющие токов и напр., т.е.(I_бп, I_кп) опр. так наз. режим покоя или раб. точки (I и U покоя).

Принцип работы анологичен каскаду с ОЭ.

В ходное сопр.: Rвх=R1||R2||r_вх;

Uвх=Iб∙[r_Б+(1+β)(r_Э+Rэ||Rн)

r_вх = Uвх/Iб = r_Б + (1+β) ∙ (r_Э+ Rэ||Rн); т.к. r_Э<<Rэ||Rн

и r_Б<2слаг-го.

Rвх ≈ R1||R2 || [(1+β)∙Rэ||Rн]

При выс. вх. сопр., r_к(э) нельзя пренебр: Rвх=…||r_к(э)

Коэф. усил. по току.:

Iн = (1+β)∙Iб∙(Rэ||Rн)/Rн =

Iвх∙(1+β)∙ Rвх/r_вх∙(Rэ||Rн)/Rн;

KI=Iн/Iвх=(1+β)∙ Rвх/r_вх∙(Rэ||Rн)/Rн; при Rвх≈r_вх; KI≈(1+ β)∙(Rэ||Rн)/Rн;

Коэф. усил. по напр.: KU=Uвых/Uвх = IнRн/[Iвх∙Rвх] = KI∙Rн/Rвх ≈ β∙(Rэ||Rн)/ Rвх. KUг=Uвых/Ег=IнRн/[Iвх(Rг+Rвх)]=KI∙Rн/(Rг+Rвх)≈ β∙(Rэ||Rн)/(Rг+Rвх).

KU<1(1).

Коэф. усил. по мощнисти.: KP=Pвых/Pвх=KU∙KI≈KI

Выходное сопр-е каскада.:

Вывод: Высокое вх. сопр и низ. вых. – исп-ся как согласующее звено для высоомн. ист. вх. напр. и низкоомн. нагрузки. KU≈1  Позв. усиливаль мощн. без увел. вых напр.

2 6. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОБ.

Усилительный каскад на бип. тр., включенном по схеме с ОБ имеет вид:

Вывод базы тр. явл. общим по переменному току для вх. и вых. цепи. Реализыция схемы допускае исп. одного ист-ка питание Eк. Осн. эл-ты: Упр-ый эл-т – тр-р. И резистор R_K. – обр. главную цепь ус. каскада. Еэ, Rэ задают ток Iэп в режиме покоя. Конд. C_P1 и С_P2 явл. разделительными – искл. шунтирование вх. и вых. цепи по пост току, т.е искл. протек. пост тока ч/з ист. вх. сигн. и задерж пост. сост-й в вых цепи. В схеме резисторы R_к и R_э задают токи покоя след-им обр-ом: I_кп=(E_к-U_кбп)/R_к; I_эп=(E_э-U_эбп)/R_э. Напряжение Е_э берется порядка единиц В. Поэтому Е_э>>U_эбп и I_э≈E_э/R_э и сущ. не изм. при смене тр. и изм. т-ры, что обеспечивает стаб. I_к, т.к. I_к=αI_э+I_кбо, т.е. схема имеет темп. стаб-ть. При подаче на вход напр. пол. полярности, U_эб возр., след. возр. I_э и I_к. При падении напр. на рез. R_к U_к увел., а пот. кол. отн. общей шины стан. меншим по мод., след. напр. на кол. имеет пол., приращение, т.о. фазы вх. и вых. сигналов совпадают.

Начальный режим схемы, т.е. точки покоя, выбирается по семействам вх-ых и вых-ых хар-тик. Эквивал-ая схема усил-ля с ОБ для области средних частот имеет вид: (в, г).

Входное сопр.: Rвх=Rэ||[r_Э+(1-α)] r_Б];

Коэф. усил. по току.: Iк=α∙Iэ; KI=Iн/Iвх≈α∙(Rк||Rн)/Rн; KI<<1

Коэф. усилиления по напр.: KU = Uвых/Uвх = α∙(Rк||Rн)/Rвх; KUг = Uвых/Ег = α∙(Rк||Rн)/(Rг+Rвх); при Rг0 KU|_ОБ KU|_ОЭ

Выходное сопр-е каскада.:

Вывод: существ. недостаток. - входное сопр. (опред в осн. r_Э) мало – создает знач. нар. для ист. вх. сигнала. Вых. хар-ки каскада ОБ отл. большей линейностью – исп. при необх. получен пов. значений вых. напр., где каскад ОЭ не м/б применен из-за огран-й тр-ра или Нелин-ти хар-к.

27. Многокаскадные усилители с R-C связью.

Схема двухкаскадного усил-ля с R-C связью на тр., включенных по схеме с ОЭ

Р езисторы R_э предназначены для термостабилизации каскадов. Их шунтирование конденсаторами C_э не позволяет уменш. коэф. усиления по перем току. Схема задания потенциала базы с пом. делителя напр. (R₁,R₂) наз. схемой с фикс. пот. базы. Расчет эл. усил. ведется из условия обеспечения требуемых значений K_i, K_u, R_вх, R_вых, коэф. Нелин. искажений К_г в заданной полосе частот от f_н до f_в при зад. коэф-ах частотных искажений М_н и М_в. Величины емкостей разделительных конд. Ср1, Ср2, Ср3 и конд. в цепях эм. С_э1, С_э2 выбираются такими, чтобы в полосе раб. частот их сопр. было очень мало и им можно было пренебр. Наличие разд. конд. и зав-ть пар-в тр. от частоты. приводит к тому, что при изм. ч-ты вх. сигнала. напр. на выходи усил. изм. как по ампл. так и по фазе. В общ. случае включение разд. конд. прив. к снижению коэф. усиления в обл. НЧ С умен. частоты усил. сигнала, сопр. конд. С_э увел. Это прив. к появлению заметного падения напр. от перем. составляющей тока, явл. напр. ООС(отрицательной обратной связи), что снижает К_u усил-ля.

В обл. ВЧ необх. учитывать снижение β с увел. частоты, умен. емкостного сопрот-я кол. перехода, а также емкость нагрузки С_н. АЧХ (амплитудно-частотная характеристика) усил-ля с RC связью имеет вид

АЧХ – зависимость модуля коэф. усил. KU от частоты. ФЧХ – зависимость угла фазового сдвига φ от частоты.

R_вх многокаскадного усил. опр. R_вх первого каскада, R_вых – R_вых последнего. Коэф. усил. частотных и нелинейных искажений усил. находятся как произведение этих пар. от всех каскадов.

28. Усилители постоянного тока (УПТ).

УПТ предн. для усиления медленно изм. во времени сигналов, частота кот. м/б близка к нулю. Поэтому в УПТ связь м/у каскадами осущ. непоср. или эл-ми, обеспечивающими связь по пост. току. АЧХ (амплитудно-частотная хар-ка) УПТ имеет вид:

О тсутствие в УПТ разд. конд. или трансформаторов прив. к тому, что все изм. пост. напр. на вых. одного каскада, воспр. и усил. всеми послед. каскадами. В рез. внеш. или внут. фактор, вызывающий изм. пост. пот. на входе усил., может создать на его выходе эффект равноценный действию пол. сигнала. Самопр. откл. напр. на вых. усил. от нач. знач. наз. дрейфом усилителя. Причины дрейфа усил.: 1. нестабильность напр. ист. питания; 2. темп. и временная нестаб. пар. тр. и рез.; 3. НЧ шумы и помехи. Опр. величины дрейфа производится при закороченном входе УПТ путем измерения изм. ∆U_{вых дрейфа}, за опр. пром. времени. Для сравн. разл. усил. используется понятие приведенного дрейфа ℮_др=∆U_{вых др}/К_u, где К_u – коэф. усил. УПТ. Вел. ℮_др ограничивает чувствительность УПТ, т.к. min вх. сигнал усил. должен быть > ℮_др. Схема двухкаскадного однотактного УПТ имеет вид:

Тр-ры в усил-ле включены по схеме с ОЭ, а кол. и базы тр. соседних каскадов соединены непосредственно. Для выравнивания потенциала кол. VT1 и базы VT2 в цепь эм. VT2 включен резистор К_э2. Одновременно рез-ры R_э1 и R_э2 осущ-ют термостабилизацию начального режима каскадов усил.

Источник U_{комп.вх} необходим для того, чтобы при ℮_др=0, U_бп1 соответ-но требуемому значению напряж-я в режиме покоя и тока ч/з источник сигнала были =0. Нагрузка R_н включена м/у кол. VT2 и ср. точкой делителя R3, R4. Это необх. для того, чтобы U_н было =0, при ℮_др=0. Коэф. усил. по напр. R_к||r_вх≈R_к, r_вх>>R_г. K_U1≈βe₁[R_к1||r_вх2/r_вх1]≈βe₁∙R_к1/βe₁∙R_э1=R_к1/R_э1. K_U2≈βe₂[R_к2||(R_н+R₃||R₄)]/r_вх2 ≈ [R_к||(R_н+R₃||R₄)]/R_э2≈(R_к2||R_н)/R_э2 при усл. R_н>>R₃||R₄. K_u=K_u1∙K_u2 = R_к1/R_э1∙(R_к2||R_н)/R_э2. С ростом числа каскадов, пот. базы от каскада к каскаду становится более отр., поэтому R_э необх-мо увеличивать, а R_к – уменьш. Это приводит к умен. коэф. усиления каскада с увеличением его номера. Поэтому и из-за темп. дрейфа получение больших К_u в однотактных УПТ затруднено.

2 9. Дифференциальные усилительные каскады.(ДУК) Существенное умен-ие дрейфа УПТ достигается в параллельно-балансных или диф. усилительных каскадах. Наиболее распространенная схема ДУК имеет вид:

ДУК строится в виде сбалансированного моста, 2 плеча кот. образованы резисторами R_к1, R_к2, а 2 других – тр. VT1, VT2. U_вых снимается м/у кол. тр., т.е. с диагонали моста или с кол. отн. общей шины. Элементы VT3, VT4, R1, R2, R3 и ист. напр. Е_к2 пред-ет собой источник стабильного тока I_э. I_э опр-ет сумму эм. токов I_э1 и I_э2, тр. VT1, VT2. Тр. VT4 в диодном включении используется в кач. элем. темп. компенсации. Определим напряж-е м/у точками 1-2. Учтем, что I_б3<<I_э, поэтому I_’3≈I_к=I_э. Тогда U_бэ3+I_эR₃=I₁R₂+U_бэ4. I₁=(E_к2-U_бэ4)/(R₁+R₂)≈E_к2/(R₁+R₂). Из этого ур-я найдем I_э: I_э=[I₁R₂+(U_бэ4-U_бэ3)]/R₃. Вел. произведения I₁ на R₂ в этом выр-ии >> разности (U_бэ4-U_бэ3), поэтому вел. I_э опр. в осн. R₂, R₃, I₁. Зависящее от т-ры U_бэ4 и U_бэ3 входят в выр. для I_э в виде разности, поэтому зав. I_э от т-ры проявл. незначительно.

Диф. каскад может усиливать сигналы 2-х ист-ков U_вх1 и U_вх2 и одного источника. В посл. случае вх. сигнал подается на базу одного из тр. при заземленной базе другого или непосред-но м/у базами обоих тр-ров, при этом входного диф-го каскада наз-ют дифференциальным. Питание диф-го каскада осущ-ся от 2-х послед-но соединенных источников Е_к1 и Е_к2 с общим напряж-ем питания = Е_п=Е_к1+Е_к2. Если сопротив-я резисторов R_к1, R_к2 равны, а тр-ры VT1, VT2 идентичны по параметрам, то наступает баланс диф-го каскада, т.е. напряж-е на колл-ах VT1=VT2, а U_вых, снимаемое м/у колл-ми, = нулю. Высокая стабильность вых. пар. диф. каскада при изменении напряж-я пита-ния, темп-ры и др-их факторов обуславливается тем, что при одинаковом дрейфе в обоих усилительных каналах напряжения на кол. изменятся на одну и ту же величину.

3 0. Операционные усилители. (ОУ)

ОУ – усил-ль, с помощью к-го можно строить узлы аппаратуры с пар-ми практически зависящими только от свойств цепи ООС(отрицательной обратной связи), подключенной к ОУ. Операционными они названы потому, что первоначально использовались главным образом для выполнения разл-ых матем-их операций над аналоговыми величинами (сложение и т.п.) в аналоговых выч машинах. В наст-ее время осн. назначение ОУ – это построение схем с фиксированным К_u и точно синтезированной передаточной хар. ОУ исп. для построения стабилизаторов напряжения, генераторов аналогового и импульсного сигнала, активных фильтров, масштабирующих, логариф-щих, диффер-щих, интегрир-щих и др. усилителей. ОУ общего назначения могут использоваться примерно в 150 схемах включения. Основной ОУ явл. УПТ (усилитель постоянного тока) с верхним каскадом усиления по диф. схеме. ОУ имеют 2 входа: неинв. и инвертирующий.

Эти названия обус-ловлены соотношениями знаков приращения вх-ых и вых-ых сигналов. Промежуточные каскады усиления как правило также строятся по балансной схеме и предназначены для получения большого К_u. Вых-ой каскад согласует большое R_вых каскадов усиления с низкоомной нагрузкой. Обычно он вып-ся по 2-х тактной схеме. ОУ получает питание от 2-х симметричных источников, обеспечивающих одинак-ую по величине положит-ую и отриц-ую амплитуды U_вых. Условное графическое обозначение(УГО):

треугольники в УГО обращены одной из вершин вправо, что символизирует направление передачи сигнала.

31. Основные хар-ки и пар-ры ОУ.

ОУ хар. усил., вх., вых., энерг., дрейф., частотн. и скоростными пар. и хар-ками. Ампл. хар. – это зав. вел. вых. сигнала от вел. вх. Ее предст. в виде 2-х кривых, откл. к инв. и неинв. входам. Хар. снимают при подаче сигнала на один из входов при нулевом сигнале на другом.

Р исунок далее. Накл. уч-м соотв. проп. зав. U_вых от U_вх. Угол накл. опр. коэф. усиления К_U=dU_вых/dU_вх знач. кот. может достигать 10⁵…10⁶. Гориз. уч-ки соотв. полн. нас. или закр. состоянию тр. вых. каскада. Уровни напр. U⁺_выхm, U^-_выхm – явл. пар. ОУ и близки к напр. ист. питания. Состояние, когда U_вых=0 при U_вх=0 наз. балансом ОУ. Для реальн. ОУ при U_вх=0, U_вых≠0. Вх. напр. U_см.о при кот. U_вых=0 наз. напр. смещения нуля. Оно м/б любой полярности и опр. разбросом пар. элем. диф. усилителя ОУ.

Наличие конечного R_вх у ОУ опр. протекание I_вх. R_вх и I_вх явл. пар. ОУ. Для защиты ОУ м/у его входами включают встречно-параллельно 2 диода (см. рис.).

U_дф, U_сф – это max синфазное напр. - это напр. одинаковой фазы на входах относ-но общей шины. Вых. пар. ОУ кроме U⁺_выхm явл R_вых и I_выхm. Малое R_вых ОУ достиг. исп. эм. повторителей на его выходе, а I_выхm опр. доп. кол. током вых. каскада ОУ.

Энерг. пар. явл. max потр. I_потр и сум. потр. мощность от обоих ист. питания Р_потр. К ч-м хар. и пар. отн. АЧХ (ампл-частотная хар.), f_среза, f₁, f_вп (верхнего пропускания).

АЧХ имеет спадающий хар-р в обл-ти 1 ВЧ (высокочастотная), начиная от частоты среза f_ср. Спад-ая АЧХ обусловлена частотной зав-тью пар. паразитными емкостями схемы ОУ. Частота f₁ при к-ой К_U=1 наз. частотой единичного усил. По граничной частоте f_вп оценивают полосу проп. частот усил., составляющую для совр. ОУ десятки мГц. Динамическими пар. ОУ явл. скорость распространения U_вых, скорость отклона и время установления U_вых. Они опред. по реакции ОУ на воздействие скачка напряж. на его входе. Скорость наростания U_вых V_Uвых=∆U/∆t и опр-ся на уч-ке увеличения

U_вых от уровня 0,1 до 0,9 установившегося знач-я. Время установления t_уст – это интервал времени в течение к-го U_вых изм-ся от 0,1 до 0,9 установившегося значения. Для совр ОУ V_Uвых=0,1-800В/мкс, а t_уст=0,05-2мкс. Высокие качественные показатели совр. ОУ позволяют при анализе схем считать, что у ОУ: К_u∞; К_i∞; R_вх∞; R_вых0.

3 2. Использование ОУ для реализации звеньев систем регулирования. Инвертирующий усил-ль – это усил-ль, инвер-ий фазу вых. сигнала отн. входного. Его схема имеет вид. Если принять, что R_вхОУ∞, то I_вхОУ=0. В этом случае I_вх=I_ос; (U_вх-U_о)/R1=-(U_вых-U_о)/R_ос (1). Если К_U∞, то U_о=U_вых/К_U0. В этом случае выр (1) примет вид: U_вх/R1=-U_вых/R_ос. Т.о. коэф. усиления по напр. инв. усил. с ОС, равный К_U=U_вых/U_вх, опр. пар. внеш. эл. К_Uинв=-R_ос/R1. Если R_ос=R1, то К_Uинв=-1 и получаем повторитель сигнала с его инвертирующей, т.к. U₀≈0, то R_вхинв=dU_вх/di_вх=R1, а R_вых=[R_выхОУ(1+ +R_ос/R1)]/К_U (4) при К_u∞, то R_выхи0.

Неинвертирующий усил-ль. Схема подключения ОУ имеет вид. Т.к. U_о≈0, то U на входах ОУ будут: U^-_вх=U⁺_вх, т.е. U_вх=U_вых[R1/(R_ос+R1)]. Откуда коэф-т усиления неинв-го усил-ля равен: К_Uн=1+R_ос/R1. При R_ос=0 и R1=∞ приходим к схеме повторителя с К_Uп=1, его схема имеет вид. R_вх неинв. усил. опр. R_вхОУ и очень велико, а R_вых0, согл ф-ле (4). Т.к. неинв. усил. предст. собой ОУ охвач. послед ООС по напр., то его R_вх опр-ся по ф-ле: R_вхн=R_вхОУ∙К_U/К_Uн. Для повторителя напр. К_Uп=1 и R_вх повторителя равно: R_вхп=R_вхОУ∙К_U; R_выхп=R_выхОУ/К_U.

Н еинвертирующий сумматор

выполняется на основе неинв. усил-ля. При U_о=0, U_вхи=U_н=R1/(R1+R_ос)∙U_вых.

При R_вхОУ∞, то I⁺_вх=0,  ∑_v=1ⁿI_i=0.

Выразим их ч/з напряж-е и сопротив-е:

(U₁-U_н)/R+(U₂-U_н)/R+…+(U_n-U_н)/R=0.

Отсюда U₁+U₂+…+U_n=nU_н=nR1/(r1+R_ос)∙U_вых  U_вх=(R1+R_ос)/nR1∙(U1+U2+…+U_n).

Обычно R1 и R_ос выбирают, чтобы дробь (R1+R_ос)/nR1=1.

3 3. Инверт сумматор, интегратор, дифференциатор на ОУ.

Инвертирующий сумматор предст. соб.инв. усил. с несколькими ||-ми ветвями на входе: Как правило R резисторов R_i берутся одинаковыми: R_ос=R1=R2=…=R_n<<R_вхОУ. При этом можно считать, что I_вхОУ=0, тогда имеем I_ос=I₁+I₂+…I_n или умножить это выраж-е на R_i получим: U_вых=-(U₁+U₂+…U_n). Для того, чтобы они имели разное усиление, изменяют сопрот-е резисторов R_i: U_вых=-(R_ос/R₁∙U₁+ R_ос/R₂∙U₂ +…+R_ос/R_n∙U_n).

Интегратор. Его схема имеет вид:

При R_вхОУ=∞, I_вхОУ=0, тогда I_к=I_с или U_вх/R=-СdU_вых/dt. Откуда U_вых=-1/RC∫₀^t0U_вхdt+ +U_вых(0). U_вых(0) – U_вых при t=0, т.е. до начала интегрир-ия. Диаграмма работы интегратора.

Пост-ая времени интегрирования τ =R∙С опр-ет наклон линейного уч-ка на диаграмме U_вых, τ =1с^-1 т.е. при R=1 мОм и с=1 мкФ, интегрирование проводится в реальном масштабе времени. Масштаб интегр-я выбирают т.о., чтобы за время интегрирования U_выхОУ не достигало величины U^-_вых. На базе интегр-ра строятся генераторы линейноизменяющегося напряж-я (ГЛИН). Разряд конд-ра С происходит с пост-ой времени τ разряда: τ₀ =С(R+ +R_выхОУ), т.е. большое время.

Д ля сокращения времени разряда ||-но конд-ру С подключают транзисторный ключ.

Дифференциатор. Его схема имеет вид: (ж).

Если R_вхОУ=∞,тоI_вх=0,I_с=I_к или –СdU_вх/dt=U_вых/R 

U_вых=-RС(dU_вх/dt)= -τ∙dU_вх/dt, τ=RC

3 4. Генераторы синусоидальных колебаний.

Ген-ром наз-ся автоколебательная система, в кот. энергия источника питания преобразуется в энегрию колебаний. Структурная схема ген-ра имеет вид

Структ-ая схема содержит усил-ль с коэф-том усиления к, охваченный положит-ой ООС(отрицательная обратная связь) с коэф-том передачи ǽ. Существование автоколебаний в этой системе возможно при выполнении условий: 1) ‌‌‌‌‌ к∙ǽ ‌ ≥1; 2) φ_ц+φ_ǽ=2πk, где k=0,1,2… I-ое условие при равенстве произведения 1 наз-ся балансом амплитуд, а II-ое – балансом фаз. При выполнении этих условий случайное изменение напряж-е на входе усил-ля усиливается в k раз, затем ослабляется в ǽ раз и снова появл-ся на входе усил-ля в той же фазе, в той же или большей вел-не. ‌‌‌‌‌‌ к∙ǽ ‌ > 1 амплитуда колебаний будет нарастать, а при нек-ом значении амплитуды коэф. усиления к умен-ся за счет нелинейности хар-ик транзисторов. При ‌‌‌‌‌‌ к ‌ ∙ ‌ ǽ ‌ =1 проис-ходит переход к установившемуся режиму работы. Соответвтвующий этому режиму ‌‌‌‌‌‌ к ‌ =1/ ‌ ǽ ‌ наз-ся критическим. Если условия самовозбуждений 1 и 2 будут выполняться для одной частоты или низкой полосы частот, то колебания системы будут синусоидальными. ГСК(генератор синусоидальных колебаний) …

С хема ГСК с Мостом Вина имеет вид:

Поскольку на частоте fо коэффициент передачи Моста Вина æ=1/3, самовозбуждение генератора возможно при Ku ≥3. Учитывая выражение для коэффициента усиления ОУ в схеме не инвертирующего усилителя получим, что отношение Rос/Rо≥2.

Частота квазирезонанса определяется выражением:

fо= 1/(2*П*√ R1*R2*C1*C2 )=1/(2*П*R*C) , где R1=R2=R

C1=C2=C.

Значения, необходимые Ku, достигаются подбором Rо или Rос.

Применение ОУ с глубокой ООС позволяет стабилизировать параметры ГСК, в связи с чем температурная нестабильность частоты таких генераторов определяется преимущественно зависимостью от температуры параметров R и C звена обратной связи и составляет ±(0,1 -3)% против едениц процентов в транзисторных ГСК.

35. Частотно-зависимые RC- цепи и RC-генераторы на основе ОУ.

Как правило, усил. имеют выходной сигнал, либо в противофазе со входным (φу= 180˚), либо в той же фазе (φу= 0˚, 360˚*n). При постр. ГСК (ген. син. колеб.), цепь обратной RC связи, в 1 случае, на частоте генерации должна осуществлять поворот фазы сигнала на 180˚ (φæ=180˚), во 2 случае, фазовый сдвиг должен отсутствовать (φæ = 0˚). Для обоих случаев существует большое кол. схемных решений RC цепей. Схема цепи, осущ. поворот фазы на 180˚, её АЧХ и ФЧХ для случая когда С1=С1=С3=С R1=R2=R3=R имеет вид. Эта схема имеет перед другими преимущества, заключенные в том, что она имеет наим. вел. емкостей конд., требуемых для построения НЧ генераторов. Частоту fо, при которой φæ =180˚, наз. квазирезонансной и вычисляют по формуле fо= 1/ (2π√6 RC). При указанных соответственно параметров на частоте fо коэффициент передачи цепи обратной связи равен |æ|= |ů вых| /|ůвх|= 1/29. Следовательно, коэффициент усиления усилителя Кu≥29. Схема генератора, на основе ОУ, с использованием схемы лестничного типа. R параллель имеет вид:

Следовательно, коэффициент усиления усилителя Кu≥29.  см. далее.

С хема генератора, на основе ОУ, с использованием схемы лестничного типа. R параллель имеет вид: Требуемый коэф. усил. обеспеч. след. обр.: Кст= Rос/Rо ≥ 29

Вх. сопр. усил. Rо для перем. сигнала включено || с R3. Поэтому для расчета fо необходимо, чтобы R1=R2=R3||Ro=R. Ампл. кол. может уст. подстройкой Rос. Среди цепей не сдвигающих фазу перед. сигнала на квазирезонансной частоте, наибольшее распр. получила схема Моста Вина. Эта схема, ее АЧХ и ФЧХ имеют вид:

П ри построении генератора на основе ОУ с помощью Моста Вина, его включают между выходом и не инвертирующим входом ОУ.

Продолжение выше.

36. Импульсные сигналы (ИС).

ИС м/б разл. формы: прямоугольные, пилообразные, экспоненциальные и т.п.

П рименение ИС обусловлено большим КПД ИУ, более высокой точностью, меньшей зав. от темп., большей помехоустойч., а также простотой представления инф. в импульсной форме. На применении ИС осн. цифровая выч. техника. Реальная форма прямоугольного импульса в общем случае имеет вид:

П араметрами импульсов являются:

амплитуда; длит. импульса; длительность фронта; длительность среза; спад вершины; амплитуда импульса U_M определяет наибольшее значение напряжения ИС. Длит. импульса t_И – это продолжительность импульса во времени. Чаще всего ее изм. на уровне половины амп. 0,5U_M. Иногда t_И опр. на уровне 0,1U_M. При малых продолжительностях фронта и среза длит. имп. опр. по его основанию.

Длительности фронта и среза – t_Ф и t_С – характеризуют время нарастания и спада импульса. Как правило, t_Ф и t_С определяются промежутками времени, изменение напряжения импульса между уровнями 0,1U_M и 0,9U_M. Cпад вершины импульса и его относительная величина / U_M характеризуют уменьшение напряжения на плоской части импульса. Чем меньше t_Ф ,t_С и , тем ближе форма импульса к идеальному и тем выше КПД ИУ. Параметрами последовательности импульсов являются: период их следования T; частота повторения f; длительность паузы t_П; скважность Q; коэффициент заполнения ;

Периодом повторения Т называется интервал времени между одинаковыми точками двух соседних импульсов, например, между началами. Частотой повторения f называется количество импульсов в единицу времени. Она является величиной, обратной периоду повторения: . t_П – интервал времени между окончанием предыдущего импульса и началом последнего: . Q – скважность: . Величина, обратная скважности, называется коэффициентом заполнения : .

37. Ключевой режим работы транзистора.

Основой схем импульсной и цифровой техники является транзисторный ключ, т.е. каскад на транзисторе, работающем в двух режимах: насыщенный (ключ открыт) и отсечки (ключ закрыт). Транзисторный ключ может быть построен по схемам с ОБ, ОЭ и ОК, однако, наибольшее распространение нашел ключ по схеме с ОЭ. Его схема с транзистором p-n-p-типа и выходные хар-и с линией нагрузки имеют вид: Линия нагр. а-б опис.я уравнением: . А точки ее пересечения с ВАХ тр. опр. напряжение на элементах и ток в вых. цепи. Рассм. режим отсечки тр. Это есть режим запертого сост., осуществляется подачей на его вход напр. «+» полярности (U_BX > 0. На рисунке а без скобок). При этом эм. переход тр. запирается и его I_Э = 0, а через рез. R_K и R_Б протекает обратный тепловой ток кол. перехода I_K0. этому реж. на ВАХ соотв. точка M_З (рис. б).

Знач. тока I_K0 явл. параметром режима отсечки. Чем он меньше, тем лучше. Вел. запирающего напр. U_BX⁺ выбирают из усл., чтобы при протекании I_K0 через R_Б вып. соотн.: (1). Рассмотрим режим насыщения тр. (откр. сост.). Он достиг. подачей на вход тр. напр. прот. полярности (U_BX < 0, на рис. а в скобках) и заданием опр. величины I_Б. Этому режиму на ВАХ соответствует точка М₀. при увел. отпир. I_Б (от нулевого значения) раб. точка из положения М_З будет перем. вверх по линии нагрузки, I_К расти, а напр. U_КЭ – уменьш. До нек. вел. (I_{Б нас}) будет сохр. проп. связь между I_К и I_Б : (2),

где - стат. или усредн. коэф. перед. тока тр. в схеме с ОЭ (а не диф. , хар-ий режим малого сигнала). Полному откр. тр. при i_Б = I_{Б нас} соотв. точка М₀ на ВАХ. При этом через него и через рези. R_К прот. ток: (3),

где U_{КЭ нас} падение напр. на откр. и насыщ. тр. Это напр. в зав. от типа тр. лежит в пред. от 50млВ до 1В, поэтому можно считать, что: (4).

Отсюда I_Б, при кот. тр. полн. открыт и насыщен: (5).

При дальн. увел. I_Б остат. напр. U_{КЭ нас} ост. практ. неизм., т.к. все кол. хар-ки при I_Б > I_{Б нас} прох. через точку М₀. Режим раб. откр. тр. при i_Б > I_{Б нас} наз. насыщенным, а отн. S = I_Б / I_{Б нас} – коэф. насыщ. тр. В реж. нас. тр. устойчив к возд. вх. помех и изм. коэф. , напр., с темп. коэф. насыщения в связи с этим выбир. в пред. от 1,5 до 3.

38. Импульсный режим ОУ. Компараторы.

П ри использовании ОУ в импульсном режиме на его входы подаются напряжения, превышающие их при работе в линейном режиме, поэтому выходное напряжение ОУ в импульсном режиме равно его максимально возможной величине U_ВЫХ⁺ или U_ВЫХ^-.

Работу ОУ в импульсном режиме рассмотрим на примере компаратора, осуществляющего сравнение измеряемого U_ВХ с опорным U_ОП.

Опорное напряжение представляет собой неизменное по величине и полярности напряжение, а входное изменяется во времени. При достижении U_ВХ уровня U_ОП происходит изменение полярности выходного напряжения ОУ. При U_ОП = 0 компаратор осуществляет фиксацию момента перехода U_ВХ через 0. в этом случае его еще и называют «нуль органом».

Н а рис. а приведена схема компаратора, на рис. б – диаграммы его работы, на рис. в – передаточная характеристика компаратора.

Выходным напряжением ОУ U₀ является: U₀ = U_ВХ – U_ОП, поэтому при U_ВХ < U_ОП, т.е. U₀ < 0, выходное напряжение ОУ: U_ВЫХ = U_ВЫХ⁺, а при U_ВХ > U_ОП, т.е. при U₀ > 0 : U_ВЫХ = - U_ВЫХ^-.

За счет большого коэффициента усиления ОУ малейшая разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами, т.е. между U_ВХ и U_ОП, приводит к скачкообразному изменению полярности выходного напряжения ОУ.

При изменении подключения входного и опорного напряжений по входам произойдет инверсия передаточной характеристики компаратора (пунктир на рис. в).

39. Триггер Шмитта на основе ОУ.

ТШ на осн. ОУ наз. компаратор с гистерезисом передаточной характеристики. Это устройство также называют «пороговым». ТШ на ОУ реализуется при охвате его ПОС-ю по неинв. входу. Его схема и передаточная характеристика имеют вид. Перекл. три ТШ в состояние U_ВЫХ^- происх. при увеличении U_ВХ до напр. (порога срабатывания) U_СР, а в состояние U_ВЫХ⁺ при уменьш. U_ВХ до напр. (порога отпускания) U_ОТП. Учитывая, что U₀ = 0 в моменты перекл., найдем U_СР и U_ОТП :

откуда ширина зоны гистерезиса (на рис.в – U_Г):

Если U_ОП =0, то напряжение

т.е. ширина зоны гистерезиса не изменилась, а U_СР и U_ОТП имеют разный знак. Т.о., передаточная характеристика в этом случае имеет вид:

Т акая схема является основной для построения генераторов импульсов на ОУ. Важнейшими параметрами ОУ, работающего в импульсном режиме, является их быстродействие, которое оценивается задержкой срабатывания и временем нарастания выходного импульса напряжения.

40. Симметричный мультивибратор на основе ОУ.

МВ наз. ген. период. последовательности импульсов напр. прямоуг. формы и имеющих 2 неуст. состояния. МВ, как правило, исп. в кач. задающего ген., вых. импульсы кот. несут какую-либо информацию. Информацией может служить частота импульсов или их период, длительность импульсов или их скважность, моменты формирования фронта или среза импульса. Симметричным мультивибратором (СМВ) называется мультивибратор, генерирующий импульсы, длительность t_И равна длительности пауз t_П . Основой СМВ на ОУ служит компаратор с ПОС и нулевым U_ОП . Схема СМВ и диаграммы его работы имеют вид:

Автоколебательный режим работы создается за счет подключения к инвертирующему входу ОУ времязадающей цепи, состоящей из резистора R и конденсатора C. Принцип действия СМВ: пусть в момент времени t₀ U_C – U_R1 = U₀ > 0, тогда U_ВЫХ = - U_ВЫХ^-. На резисторе R1 напряжение:

Отр. напр. на вых. ОУ обусл. экспоненциальный заряд конд. С через резистор Rс полярностью, указанной на рис. а без скобок. В момент времени t₁ напряжение на конденсаторе С U_С достигает величины U_R1 и напряжение U₀ меняет полярность. Это обуславливает скачкообразное изменение полярности на выходе ОУ на пол.: U_ВЫХ = + U_ВЫХ⁺. U_R1 также меняет свою полярность: . В этом случае U₀ < 0, а вых. напр. поддерживается пол. С момента вр. t₁ конд. С перезаряжается через R от уровня на пол. напр. под действ. напряжения U_ВЫХ⁺. В момент времени t₂ U_C достигает U_R1. При малейшем превышении U_С над U_R1 напр. U₀ становится пол., что вызывает смену поляр. напр. на выходе ОУ на отр. Далее процессы повторяются. Частота импульсов СМВ: (1)

Процесс перезаряда конденсатора С через резистор R под действием источника напряжения в интервале [ t₁; t₂ ] опис. уравнением:

(2) , где - постоянная времени перезаряда конденсатора С.

(3).

Подставляем значения напряжений в формулу (2):

(4).

Учтем, что в момент времени t₂: , найдем длительность импульса t_И = t₂ – t₁:

, откуда:

(5), а частота импульсов:

(6).

Для большинства ОУ U_ВЫХ^- = U_ВЫХ⁺, тогда:

(7),

(8).

Регулирование частоты СМВ может осуществляться изменением сопротивления резистора R или изменением величины .

41. Несимметричный мультивибратор на основе ОУ.

Он хар. тем, что длительность импульса не равна длительности паузы. Это достигается введением различных постоянных времени перезаряда во время импульса и паузы. Схема несимметричного мультивибратора и диаграмма его выходного напряжения имеет вид:

Р азличные постоянные времени получаются при введении неодинаковых по величине резисторов и , тогда при «+» полярности U_ВЫХ открыт диод VD1 и постоянная времени равна , а при «-» полярности ток приводит диод VD2 и . U_ВЫХ при < имеет вид, приведенный на рис. е. Длительности t_П и t_И вычисляются по уравнению (7) с подстановкой и соответственно, а частота по формуле:

.

Регулировка скважности импульсов может осуществляться установкой переменного резистора вместо (на рис. д пунктиром). При этом t_И = const. Дополнительный резистор R_Д необходим для ограничения выходного тока DA1 при = 0. Регулирование скважности при постоянной частоте импульсов может осуществляться по схеме(Ж):

+ = R