Teoria_i_tekhnika_obrabotki_radiolokatsi onnoy_informatsii_na_fone_pomekh (1021138), страница 27
Текст из файла (страница 27)
В стробе обеспечивается просмотр всех блестящих элементов цели и ее ближайшей окрестности. Несмотря на сужение полосы по промежуточной частоте и соответствующее расширение сжатых радиоимпульсов, разрешающая способность по дальности не ухудшается. В дополнение к обычному взаимному временному смещению несжатые радиоимпульсы приобретают после гетеродннирования зависящий от дальности частотный сдвиг, приводящий к добавочному временному смещению сжатых радиоимпульсов (рис.
10.16, б). Расширение сжатых радионмпульсов вследствие сужения полосы частот сопровождается поэтому оби[им растяжением масштаба времени. Сужение полосы после гетеродинирования не ведет, таким образом, к ухудшению разрешающей способности по дальности. Еще одной разновидностью корреляционно-фнльтровой обработки является спектральный анализ с использованием ЛЧМ гетеродинирования и сжатия в согласованном с гетеродином дисперсионном фильтре. Значения спектральной плотности выдаются при этом последовательно во времени.
Возможна фильтрация путем их умножения на функцию времени и последующего обратного фурье-преобразования во втором дисперсионном фильтре [55[. Это позволяет создавать фильтры с большими сжатиями (многоканальные корреляторы), согласованные с любым наперед заданным сигналом. Их легко перестраивать при адаптации зондирования к изменяющимся условиям работы [139[. Литература: [12, 19, 26, 39, 40, 42, 46, 54, 55, 58, 60, 69, 102, 103, 137 †13. 134 Го-Пеь/и Импульсная характеристика согласованного фильтра представлена на рис. 11.1, б. Фильтром с такой импульсной характеристикой может служить линия задержки с отводами и общим сумматором, часть отводов к которому подключена через ннверсь ные каскады (рис.
11.2). Выходное напряжение сумматора подается на оконечный фильтр, согласованный с йнененнтй сенные парциальным радиоимпульсом длительностью т,= т„lп. Рис. 11.2 Процесс согласованной фильтра- ции фазоманипулироваиного радио- импульса (рис. 11.1, а) поясняется на рис. 11.3. Задержанные во времени фазоманипулированные радиоимпульсы (рис. 11.3, а), прошедшие через инверсные каскады, поступают на сумматор. Результат суммирования представлен на рис. 11.3, б.
Выходное напряжение фильтра показано на рис. 11,3, в. Явно наблюдается эффект сжатия. Прямоугольные огибающие парциальных радиоимпульсов, пройдя через согласованный с ними оконечный фильтр, переходят в ромбовидные. При замене согласованного фильтра полосовым с полосой 1,37/т, = 1,37пН„ (см. равд. 9.5) энергетический проигрыш составит всего 17%, ромбовидная форма парциальных радиоимпульсов исказится несильно. Оконечный фильтр можно переместить в начало схемы (замеиив обычными каскадами УПЧ), поскольку частотная характеристика последовательно включенных линейных каскадов, показанных на рис.
11.2, не зависит от порядка включения. Огибающую напряжения на выходе согласованного фильтра (рис. 11.3, в) можно считать сечением тела неопределенности сигнала вертикальной плоскостью г" = О. Характерен постоянный'уровень н ги) Рис, 11,3 1Зб Таблица 11.1 О, О, 1 О, О, 1, О О, О, О, 1, О О, О, О, 1, 1, О О, О, О, 1, 1, 1, О, 1, 1, О, 1 О, О, О, О, О, 1, 1, О, О, 1, О, 1, О 7 13 Рис.
11.4 О О ... О 1 О 2 О (и — 1) 2(т — 1) О (л! — 1) (в! — 1)' 137 боковых пиков в этом сечении. Последовательности дп позволяющие получить этот уровень, носят наименование кодов Бар«ера или бар«еровски«последовательностей. Наряду с приведенной баркеровской последовательностью для и = 7 они известны для п = 3, 4, 5, 11, 13. Сводка известных баркеровских последовательностей приведена в табл. 11.1. Уровень боковых пиков тела в сечении г = 0 при О,и манипуляции составляет: 1/п — по напряжению; 1/иа — по мощности; — 20 1я п — в децибелах. При и = 13 он составляет — 22 дБ. В сечениях Г-ь 0 тела неопределенности рассматриваемых сигналов.
содержат большие боковые пики — примерно до 0,5 от основного пика прн и = 11 и до 0,4 при и = 13. Такие сигналы применимы поэтому при небольших по сравнению с 1/т расстройках по доплеровской частоте. Хорошими автокорреляционными свойствами в плоскости г = 0 обладают многофозные (р ) 2) кодированные сигналы, дискретное изменение фазы которых аппроксимирует непрерывное параболическое Ф (1) = О(а изменение закона линейной частотной модуляции.
К ним можно прийти, заменяя параболическую зависимость Ф (1) = = Ь(а непрерывной кусочно-линейной т-звенной зависимостью, показанной на рис. 11.4, а затем ступенчатой с т равноотстоящими дискретными значениями фазы на каждом линейном участке ее изменения. Это приводит к последовательности из т' = п сведенных в матрицу т Х т целых чисел, умноженных на днскрет фазы <ра: Величину ц~, выбирают вида ~рь = 2пЫт, где т — взаимно-простое по отношению к т целое число.
Фильтр, согласованный с многофазным сигналом, подобен представленному на рис. 11.2. Для обеспечения синфазного сложения элементов сигнала в отводы линии, идущие к сумматору, включаются фазовращатели с различающимися сдвигами фаз. По распределению остатков на плоскости т, Е многофазные фазоманипулированные сигналы приближаются к линейно-частотно-модулированиым. Ограничением использования этих сигналов является трудность получения больших сжатий.
$1.2. Сигналы на основе линейных рекуррентных цифровых последовательностей Возможным требованием к структуре кода является приближение тела неопределенности фазоманипулированного по этому коду сигнала к игольчатому (рис. 11.5). Сигнал выбирают для этого протяженным и широкополосным (т„П„)) 1).
Рассогласования т, г параметров сигнала по отношению к ожидаемым должны независимо разрушать имеющуюся корреляцию. Разрушенная при расстройке по т корреляция не должна восстанавливаться, в частности, из-за расстройки по г, как это происходит в случае линейно-частотномодулированных сигналов. Для этого нужна определенная хаотичность сигнала, что обеспечивается при фазовой манипуляции за счет хаотичности кодирующей цифровой последовательности. Это привлекло внимание к линейным рекуррентным цифровым последовательностям. Выяснилось, что сигналы, манипулированные по закону этих последовательностей, могут обладать и другими полезными свойствами. Цифровая последовательность называется рекуррентной, если т любых заданных смежных элементов определяют по установленному правилу последующий (т + 1)-й ее элемент.
Правило повторно (ре- 138 ЛВУ . не<ел»уай ,мсле<гсЮ«<юел лесю« Умам.еуое ,ю нл~ул»< л Рис. 11.6 куррентно) используется для получения (т + 2)-, (и + 3)-го и т. д. элементов последовательности. Рекуррентная цифровая последовательность называется линейной, если правило ее построения предусматривает только линейные операции сложения и умножения предыдущих цифр на постоянную величину. Операции сложения и умножения ведут прн этом «по модулю» р соответствующей системы счисления. Модульное сложение двух цифр отличается от обычного, когда последнее приводит к числу, большему р — 1.
Из обычной их суммы при модульном сложении вычитается р. При сложении цифр <по модулю 10», например, получим б+ 8 = 4 (шоб 10); при сложении цифр «по модулю 2» найдем 1+ + 0 = 1 (пюд 2), но 1 + 1 = 0 (шод 2) и т. д. Операция умножения «по модулю р» определяется как повторное модульное сложение одной и той же цифры. Произведение 3 1с 2 «по модулю 4» составляет 3 2 = 2+ 2 + 2 = 2 (шоб 4) и т.
д. Модульные операции отличают от обычных простановкой справа (шоб р). Соотношения, получаемые при модульных операциях, в теории чисел называют сравнениями по модулю. Последовательность цифр, заданная сравнением це =я<цт-»+ н»цт-»+" +ниц (п1оор), (11Л) является линейной ренуррентной цич»ровой последовател ьностью. Элементы последовательности могут выдаваться устройством (рис. 11.6) в виде линии задержки с отводами, к которым подключены умножители «по модулю р» и сумматор «по модулю р».
Линия может быть заменена цифровым регистром со сдвигом. Пусть на вход линии подана сомкнутая последовательность видеоимпульсов. Их амплитуды пропорциональны р-ричным цифрам ом о„..., о, а длительность импульсов т, соответствует задержке в линии между отводами. Когда все и цифр войдут в линию, на выходе сумматора образуется цифра д +м Подсоединив этот выход к входу линии, получим последовательно цифры а +м о + и т.
д. Умножение на двоичный коэффициент й1 означает подключение или неподключение 1-го отвода к сумматору. 139 Наблюдается определенная повпюряемость формируемой последовательности, поскольку число цифр и отводов ограничено. Как только комбинация из т смежных цифр повторится на входе линии, в силу (1) повторится и выдаваемая сумматором (т+ 1)-я цифра, затем (п1 + 2)-я н т. д. Повторение неизбежно, поскольку число комбинаций из т цифр ограничено.
Последовательность имеет поэтому больший илн меньший период. Максимальный период последовательности 1 определяется наибольшим числом ненулевых комбинаций р-ричных цифр на позициях памяти линии (регистра со сдвигом). Чисто нулевая комбинация, ведущая к беспрерывному образованию нулей на выходе сумматора, исключается. Число вариантов цифр на каждой позиции, включая нуль, составляет р. Число комбинаций этих цифр на т позициях составит р'". Число ненулевых комбинаций, определяющее максимальный период последовательности, составляет 1 = р"' — 1. Для т = 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10 и т. д. при р = 2 имеем 1 = 3, 7, 15, 31, 63, 127, 255, 511, 1023 и т.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
