Teoria_i_tekhnika_obrabotki_radiolokatsi onnoy_informatsii_na_fone_pomekh (1021138), страница 29
Текст из файла (страница 29)
Возможность перехода к О,ф кодам расширяет области использования непрерывных М-последовательностей. 44.ь. Импульсные О„п сигналы, манипулироваиные М-последовательностями Вернемся к сигналам с близкими к игольчатым телами неопределенности. Манипуляция фазы по закону М-последовательиости может использоваться как в непрерывном, так и в импульсном режиме. Импульсный сигнал, в частности, можно промодулировать примерно одним периодом М-последовательности /ть = т .
Тело неопределенности, включая остатки, занимает при этом ограниченную область т протяженностью 2т = 21ть. Вдоль оси Р тело по-прежнему резко не ограничено, но протяженность его основной части определяется полосой частот парциального импульсного сигнала /7 ж 1/ть. Пик тела неопределенности в сечении Р = 0 имеет треугольную форму, его ширина по уровню 0,5 равна т,. В сечении т = 0 пик имеет форму з(п х/х, его ширина по уровню 0,64 равна 1/т„ж 1//ть. Распределение боковых пиков в плоскости т, Р для рассматриваемого случая оказывается неравномерным, Среди всех кодированных М-последовательностями сигналов можно выбрать импульсные сигналы с минимальным значением максимума остатков (минимаксные сигналы).
Максимумы остатков у этих сигналов имеют величину порядка 1/Р 1. Для уменьшения уровня остатков можно пойти на увеличение числа элементов М-последовательности, например, до 511, 1023 и более. Применение для этого весовой обработки возможно, но затрудняется, 145 уГб если приходится учитывать различия скоростей целей*>.
Построение согласованных филь- тров при очень большом числе элеэ«св ментов Л4-последовательности конструктивно выполнимо, хотя н значительно сложнее, чем для частотуочлусные линю зодерлглл но-модулированных сигналов. Что- бы обеспечить работу согласованРис. 11.13 ного фильтра в диапазоне скоростей, его можно составлять из элементов„рассчитанных на обработку не очень протяженных, а значит, несущественно деформирующихся за счет движения цели отдельных частей сигнала. Суммирование снимаемых с них колебаний следует осуществлять с помощью нониусных линий задержки или фазовращателей (рис. П.13), учитывающих возможные варианты растяжения или сжатия временного масштаба сигнала при движении цели. При наблюдении и особенно автосопровождении ограниченного числа целей вместо фнльтровых могут использоваться корреляционнофильтровые схемы, обеспечивающие демодуляцию фазоманипулированного сигнала и последующее когерентное накоплениедемодулированного («гладкогоа) сигнала промежуточной частоты.
Литература: [1, 19, 26, 39, 40, 42, 46, 54, 55, 58, 60, 140). 42. НОВЫЕ МЕТОДЫ ЦИФРОВОЙ И АНАЛОГОВОЙ КОГЕРЕНТНОЙ ОБРАБОТКИ 42.4. Особенности дискретной когерентной обработки В устройства обработки радиолокационной информации, как и в устройства автоматического управления, широко внедряются методы дискретной, особенно цифровой обработки, что стимулируется успехами цифровой вычислительной техники. Первоначально осваивалась только некогерентная цифровая обработка (гл.
7), но с повышением быстродействия цифровых элементов существенно возросло значение когерентной. Внедрению цифровых методов способствуют: — микроминиатюризация, повышение надежности и стандартизация производства цифровых элементов; — возможность использования одних и тех же цифровых элементов при смене условий, режимов работы и зондирующих сигналов РЛС; — неограниченная длительность хранения оцифрованной информации при оперативном доступе к ней; *' Вариант понижения уровня остатков за счет режекции мешающих сит.
назон (см. также равд. 9.8) обсуждается в работе (149). 146 — широкие возможности повышения разрядности арифметических устройств, аналого-цифровых (цифроаналоговых) преобразователей, приводящие к повышению точности и расширению динамического диапазона обработки. Последний характеризуют отношением максимальной и минимальной мощностей входных колебаний в децибелах, для которых еще обеспечивается нормальное функционирование. Реализация цифровой обработки сравнительно широкополосных сигналов лимитируется ограниченным (хотя и непрерывно увеличивающимся) быстродействием цифровых элементов, аналого-цифровых преобразователей в особенности.
Цифровая обработка заняла уже, тем не менее, важное место среди современных методов когерентной обработки. Это не означает, однако, что новым аналоговым методам (равд. 12.8 — 12.12) не следует уделять достаточного внимания. Входом схемы цифровой обработки рис. 12.1 является выход идущего от антенны или от модуля антенной решетки тракта промежуточной или высокой частоты на несущей /,.
В силу ограниченного быстродействия дискретных логических элементов цифровую обработку принимаемых колебаний у (1) =[У (1)! соз [2п/,1+ агя У (1)) осуществляют на пониженной (видео) частоте. В связи со случайным характером начальной фазы сигналов переход на видеочастоту осуществляют в двух каналах рис. 12.1. На умножители (фазовые детекторы) каналов подают сдвинутые на 90' опорные колебания соз 2п/,1, з[п 2п/,1 от общего гетеродина, частота /, которого совпадает с промежуточной или несущей частотой сигнала.
Квадратурные напряжения [ 1' (1) ( соз [ага У (1)], ! У (1) ! з1п [ага 'г" (1)[ выделяют полосовыми фильтрами в полосе О < Р( Р„,„, и подают на АЦП. Преобразованные напряжения поступают в устройство цифровой обработки. В аналого-цифровых преобразователях осуществляется: — дискретизация временных аргументов принимаемых колебаний; — дискретизация уровней и двоичное кодирование мгновенных значений. Шаг временной дискретизации Л1 функций с ограниченным спектром О < Р < Р ,„, выбирают согласно теореме Котельникова: Л/( 1/2 Р„„„,. Шаг дискретизации уровней Л чаще всего выбирают равномерным Л = 2у,„,/2с.
Здесь у,„, — максимальный уровень амплитуды знакопеременного напряжения, Ь вЂ” число его двоичных разрядов. Прн большой разрядности Е характеристика АЦП (рис. 12.2, а) приближается к линейной, отличаясь от нее на кусочно- Рис. 12.1 147 линейную функцию (рис. 12.2, б).
Остаточная нелинейность приводит к искажениям принимаемых колебаний (рис. 12.3, а), обычно равносильным простому наложению шумов дискретизации. Шумы дискретизации состоят из близких к треугольным выбросов рис. 12.3, б. Их мгновенные значения практически равномерно заполняют интервал от — о/2 до Л/2, дисперсия составляет Лз/12. Потребуем, чтобы она была не больше дисперсии внутреннего шума о„*„, откуда, подставляя выражение для шага дискретизации, получаем о,'„с Лз/12 = <уы,ссЛ,73)з 2-зь. Пусть внешняя гауссовская помеха достаточно коррелирована, что обеспечивает возможность ее эффективной компенсации.
Нежелательно искажать поэтому помеху до компенсации. Дисперсия подчиняющегося нормальному закону напряжения помехи, не превышающего у„,„, с вероятностью 0,92, оценивается встречавшейся выше величиной (у„,„сЛ,73)з. Динамический диапазон, т. е. допустимое превышение указанной дисперсии помехи над дисперсией внутреннего шума аз„составляет 2з" или 6Ь [дБ) (шесть децибел на разряд). Наряду с методами двойной дискретизации по времени и многоуровневой дискретизации мгновенных значений",развиваются также методы чисто временной дискретизации. Это':связано с появлением нового класса больших интегральных схем — приборов с переносом заряда [38, 1201, выполняющих функции как линий задержки, так и фильтров. Указанные приборы можно уподобить набору емкостей = 1, ..., М, которые могут сохранять напряжения в течение определенного времени.
Под воздействием управляющих видеоимпульсов, следующих через период дискретизации",.И, значение напряжения рй позиции поступает на (1 + 1)-ю, т. е. иг м (/+ б/) = иг (/), где 1=1,2, ...,М вЂ” 1. Реализуя некоторые преимущества цифровых элементов, приборы с переносом заряда достаточно просто сопрягаются с аналоговыми эле- лаях лзых Ряс. 12.2 Рас. 12.3 148 ментами.
В частности, высказывается мысль о целесообразности сочетания этих приборов с дисперснонными фильтрами на поверхностных акустических волнах. При ограниченных затратах (а значит ограниченной разрядности) подобные системымогутобеспечить меньший уровень боковых лепестков и большую широкополосность [1371. 12.2. Дискретная (цифровая) обработка во временной области Аналоговая корреляционная обработка сигналов со случайными параметрами сводится к вычислению модульного значения (6.29) весового интеграла (6.12). Заменяя У (/) = Ре У (1) + / 1т У (/), /7 (М) = Ре Р (8) + /1т /7 (/), получаем ~Е! = )/ (РеЕ)з + (1т 7)з, Ре Е = ~м — ~„, 1ш Х = ~,„+ ~1и (У()) Я (/)1 . 9 .~ 1гп 1т (1 2.1) где Значения /, я равны единицам при реальных и двойкам при мнимых значениях сомножителей подынтегрального выражения.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
