Teoria_i_tekhnika_obrabotki_radiolokatsi onnoy_informatsii_na_fone_pomekh (1021138), страница 23
Текст из файла (страница 23)
Подобная схема для я = 1 и четного числа М = 4 представлена на рис. 9.18. На рис. 9.19 показана рециркуляторная схема обработки, для которой 1 У) 1+(1 — !гигт+~1се — Ыл1т 1 1г(1 (1 — тгигт) Число практически накапливаемых импульсов определяется модулем коэффициента обратной связи 11, положение гребней амплитудно- частотной характеристики на оси частот — аргументом 8. При достаточной широкополосности линий возможен просмотр по ага р, а значит„ по доплеровским частотам.
Быстрый просмотр за время длительности радиоимпульса существенно не нарушает оптимальности обработки, если накопление энергии в пределах этой длительности проведено до рециркулятора. Техническая реалиТ зация фильтрового обнаружителя оказывается все же достаточно сложгз ной, особенно при аналоговой (нецифровой) обработке. Вместо фильтровой обработки часто используют корРис, 9.19 реляционно-фильтровую. 116 9.7. Принципы коррепяционно-фипьтровой обработки и особенности ее использования в случае квазинепрерывных сигналов Корреляционно-фильтровая обработка когерентных сигналов сводится к сочетанию операций корреляционной и филыпровой обработки для вычисления весового интеграла.
Это упрощает во многих случаях .корреляционно-фильтровой обнаружитель по сравнению с корреляционным или фильтровым. Синтез комбинированной обработки связан с видоизменением математического представления ожидаемого сигнала в выражении весового интеграла (4.4). Функцию х (1), описывающую ожидаемую пачку радиоимпульсов, представим в виде произведения двух функций: — функции хг (1), соответствующей неограниченной периодической последовательности видеоимпульсов; — функции х, (1), соответствующей колебанию х, (1) частоты гы модулированному огибающей пачки. При перемножении функций х, (1) и х, (1) (рис. 9.20, а) действительно получается ожидаемая функция х (1).
Операции вычисления весового интеграла (4.4) у1(1).=у(1)х,(1), ~= — ( ут(1)хт(1) й1 (9.25) Уе,1 приобретают следующий смысл. Принимаемое колебание у (1) стробируется периодической последовательностью видеоимпульсов, временное положение которых соответствует ожидаемой пачке х, (1). Операции умножения полученного колебания у, (1) (рис. 9.20, б) х,й 1с) вв е) Рис. 9.20 117 на х, (1) и интегрирования осуществляются фильтром с импульсной характеристикой (рис.
9.21, а) вида о (г) = х, (т,— т). Приближением такого фильтра является узкополосный контур с полосой, обратно пропорциональной длительности пачки (П ж ИМТ). Растягиваясь в контуре, импульсы сигнала (рис. 9.20, е) накладываются и когерентно суммируются. Предварительное стробирование устраняет возможное накопление шумов за время отсутствия сигнала. Большое время накопления узкополосного контура предотвращает затухание колебаний до окончания действия сигнала.
Накопление в корреляционнофильтровом обнаружителе (рис. 9.21, а) осуществляется в.отличие от чисто корреляционного на радио-, а не видеочастоте. Это сокращает в два раза число подканалов обработки при случайной начальной фазе сигнала (отпадает надобность в квадратурных подканалах), достаточно выход схемы подать на детектор. Накопление с помощью узкополосного контура (рис. 9.21, б) проводят обычно на промежуточной, а не на высокой радиочастоте. Стробированию видеоимпульсами должна предшествовать в этом случае преселек1(ия с подавлением зеркального канала приема и последующее преобразование на промежуточную частоту. Схема рис. 9.21, б рассчитана на прием сигнала с известными временем запаздывания г, и доплеровской частотой г" .
Если эти параметры неизвестны, приходим к многоканальной схеме рис. 9.22. После преобразователя частоты схема разветвляется по каналам дальности, рассчитанным на фиксированные значения времени запаздывания. Каждый дальностный канал содержит набор узкополосных фильтров, перекрывающих ожидаемый диапазон доплеровских частот. Выходные напряжения частотных подканалов подаются (последетектирования) на схему отбора по максимуму канала дальности. Напряжение схемы отбора каждого дальностного канала подвергается повторному стробированию импульсами для ожидаемой дальности. Исходная длительность отраженных сигналов при этом восстанавливается. 118 Рис.
9.21 Рис. 9.22 Отстробированные импульсы каналов дальности подаются на выходной сумматор, что обеспечивает одноканальную индикацию выходных сигналов. Реализация многоканальной обработки по дальности н скорости,облегчается с развитием методов микроминиатюризации. Многоканальный обнаружитель рис.
9.22 особенно интересен в случае квазинепрерывного излучения, когда число дальностных каналов невелико. При очень высокой частоте следования можно совсем отказаться от многоканальности по дальности, допуская (например, в простейших бортовых радиолокаторах) периодически следующие «слепые дальности». Основой обнаружителя становится прн этом спектроанализатор.
9.8. Особенности согласованною и оптимального разрешения Уже упоминалось о влиянии ф11нкций рассогласования на разрешение сигналов при согласованной обработке. Оценим количественно возможности обнаружения полезного когерентного сигнала известного вида с параметром и, на фоне шума и аналогичного ему мешающего сигнала с параметром и, вначале для согласованной обработки. Мешающий сигнал имеет случайные релеевскую амплитуду и равновероятную начальную фазу.
Пусть известны параметры обнаружения: полезного сигнала в отсутствие мешающего д,'1 мешающего сигнала в отсутствие полезного Ь'д,', где Ь вЂ” случайный амплитудный множитель с единичным средне- квадратическим значением. Принимая дисперсию шумовой составляющей на выходе линейной схемы обработки за единицу, определяем: — дисперсию мгновенного значения мешающего сигнала при согласовании с ним схемы обработки Ь'д,'/2 = д,'/2 (множитель 1/2 свя- 119 зан с переходом от амплитудного значения синусоидальных колебаний к среднеквадратическому); — дисперсию мгновенного значения помехи (шума и мешающего сигнала) при согласовании обработки с полезным сигналом 1+ + д,'р' (Ьа)/2, где р (Ла) — значение функции рассогласования сигнала для разности параметров аа = аь — и,. Наличие мешающего сигнала не сказывается на прохождении полезного сигнала через согласованные с ним линейные элементы.
Снижение параметра обнаружения определяется поэтому только увеличением дисперсии помехи: о' = оь/[1 + о,'р' (аи)/2[. (9.26) Сигналы разрешаются, если величина д превышает пороговое значение Даже для сигналов одинаковой н большой интенсивности о,=о, )) 1 реальная разрешающая способность хуже рассмотренной в равд.
9.4, 9.6 условной ее меры. Возможности разрешения дополнительно ухудшаются, когда мешающий сигнал заметно интенсивнее полезного. Ухудшение наступает также, когда полезный сигнал выделяется на фоне нескольких мешающих: г ч/~1 [ ~~~~~ 2 г(А )/21 (9.27) Ф (1, з) = Л/ь 16 (1 — з) + Х1 (/) Х'т (з)/2. (9;28) 120 Разрешающая способность в режиме согласования обработки с сигналом еще не является оптимальной, поскольку мешающие сигналы не учитывались при оптимизации.
Переход от согласованного (по Релею и Вудворду) к оптимальному разрешению требует формулирования критерия оптимизации и допускает различные его варианты. Ограничимся критерием оптимизации обнаружения полезного сигнала на фоне шума и мешающих сигналов. Основные параметры сигналов считаем здесь известными. Каждый из мешающих сигналов имеет равновероятную начальную фазу и случайную релеевскую амплитуду. Любой из разрешаемых сигналов может поочередно выступать как полезный нли мешающий. Результирующая помеха имеет гауссовскую статистику.
Решается задача обнаружения выделенного сигнала на фоне результирующей помехи в соответствии с рассмотренными общими правилами. Пример 1. Обнаруживается полезный пространственно-временной сигнал, описываемый вектор-столбцом комплексных амплитуд Х (/), на фоне белых шумов в каналах приема с одинаковыми спектральными плотностями /1/ь и на фоне мешающего сигнала, описываемого неслучайным вектор-столбцом комплексных амплитуд Х, (/) с общими случайными релеевским амплитудным множителем и равновероятной начальной фазой.
Комплексная корреляционная матрица помеховых колебаний имеет вид Подставляя (28), из интегрального уравнения решающего вектора находим О № К (/) + Х1(/) ~ Х т (з) К (з) гЬ = Х (/): (9.29) Умножая на Х (/) слева и интегрируя по й получаем СО Х;т (/) й (/) Н (№+ 31) = 2 )' ЭЭ1 р. СО ОС Э= — ' ~ Х"(/)Х(/), Э,= — ' ~ Х; (/)Х,(/)й (9.30) Здесь — энергии полезного и мешающего (средняя) сигналов, О / l О р= ~ х; (/)х(/)д/( 1,/ ~ х; (/)х,(/)дг ~ х" (/)х(/)й СΠ— ΠΠ— комплексный коэффициент корреляции этих сигналов. Определяя входящий в (30) интеграл и подставляя его в (29), находим весовой вектор К (1) = (Х (/) — р Хг (/) 41 до/2(1+ г/(/2)1/№ (9 31) где д,' = 2 3,/л/, — параметр обнаружения мешающего сигнала на фоне шума.
Параметр обнаружения (4.5) полезного сигнала на фоне шума и мешающего сигнала ~у=с/о [1 — ~ р ~ д1/2(1+с711/2)1 Результат весовой обработки й' Х (схО) определяет ненормированную характеристику направленности антенной системы как функцию параметра и, пробного сигнала, используемого при ее снятии. Для линейной М-элементной антенной решетки каждый из параметров (а — согласованной настройки, и, — прихода мешающего и 121 в отличие от (26), (27) не убывает до нуля с увеличением интенсивности последнего. Он принимает при а,-э со фиксированное значение д' = = дз (1 — (р!'), что является явным преимуществом оптимального разрешения по сравнению с согласованным.
Пример 2. Пусть мешающий Х, (/) = Х1 (а,) Х (/) и полезный Х (/) = Х (а) Х (/) сигналы предыдущего примера, имея одинаковую временную структуру, различаются только направлением прихода, а ус » 1. ' Согласно (31) в этом случае К (/) = КХ (/), где К вЂ” весовой вектор-столбец пространственной обработки й = (Х вЂ” р Х1 С/0/С/г)/И ° ка се! а, — прихода пробного сигнала) можно считать произведением отношения периода решетки к длине волны на синус угла между нормалью к решетке и направлением прихода колебаний, а также множителя 2н. Тогда М-элементные вектор-столбцы ! ,! ' Х = (! е !"' (!, Хт = !! е !"" 1), Х, =- !! е ' " ' ! 1 Ненормированная результирующая характери- 1 / стика направленности сводится к линейной ком- / бинации автокорреляционных функций — ха/ рактеристик направленности, определяемых в гт / зависимости от а„ориентированных на источники полезных и мешающих колебаний, й т Х (ас) = г)о ( р (а„а) — р (ае, а,) р (ат, а)), Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
