2.2 СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ ПОМЕХИ

Излучения РПдУ в частотных полосах, выделенных службам связи и вещания, – основной мешающий фактор, определяющий качество принимаемых сообщений. Радиочастотный ресурс объективно ограничен, и его емкость уже не достаточна для растущих потребностей цивилизации. При анализе частотной избирательности РПрУ необходимо учитывать степень перегруженности радиоканалов помехами. Источники станционных электромагнитных помех статистически независимы. Вероятность попадания помех в полосу частот П подчиняется закону Пуассона

p(N_П, П ) = (₃П)^Nпexp(–₃П )/N_П!;

здесь ₃ – коэффициент средней загрузки частотной полосы.

В перегруженных каналах (₃ »1) плотность станционных помех велика. Вероятностные законы распределения станционных помех по оси частот существенно отличаются для различных диапазонов. Для ВЧ каналов удовлетворительную аппроксимацию дает Г-распределение

w(f) = ^+1 f ^ exp(–f )/ ,

где параметры  и  зависят от частоты и для полосы 2...30 МГц составляют

  0,25 и   2. Для более высоких частот распределение w(f) близко к равномерному.

2.2.1 Излучения радиопередатчиков делятся на основные и нежелательные (паразитные). Спектр мощности излучения на присвоенной частоте, лежащий в пределах полосы П_Н, минимально необходимой при данном классе излучения сигналов для передачи сообщений с требуемым качеством, образует основное излучение. Излучения, лежащие вне полосы П_Н, составляют группу паразитных излучений — внеполосных, побочных и шумовых.

Внеполосные излучения обусловлены процессом модуляции и занимают полосу частот, непосредственно примыкающую к П_Н; поэтому занимаемая полоса частот П_З > П_Н. Такие излучения могут создавать помехи по соседнему каналу приема. Полосу П_З определяют на уровне X присвоенной частоте. Для контроля и нормирования внеполосного излучения служит контрольная полоса частот П_К, отсчитываемая на уровне X = – 30 дБ. Линия, проходящая через допустимые значения уровней излучения X, называется ограничительной. Значения П_Н, П_К и координат ограничительной линии для различных классов излучения сигналов нормированы. Это позволяет строить графически модели огибающей спектра основного и внеполосного излучений, не прибегая к громоздким аналитическим выкладкам.

Побочные излучения вызываются нелинейными процессами в тракте формирования высокочастотных сигналов. К ним относятся излучения на гармониках (f_n = nf₀), на субгармониках (f_n = f₀/n) комбинационные, интермодуляционные. Нормы на такие излучения установлены в диапазоне 10 кГц... 960 МГц.

Модель излучений на гармониках имеет вид

P_ГИ(f_n) = P_ОИ(f₀) + V_ГИlgn + A_ГИ, (2.1)

где P_ОИ — мощность основного излучения, дБмкВт; V_ГИ — коэффициент скорости убывания огибающей спектра излучения по мере отстройки от частоты f₀, дБ/дек; A_ГИ — постоянный коэффициент ослабления излучения на гармониках относительно основного, дБ.

Излучения на субгармониках характерны для РПдУ, у которых используются умножение и деление частоты стабильных низкочастотных колебаний. Для их оценки также используется модель (2.1).

Комбинационные излучения частот f_КИ = q₁ f₁  q₂ f₂ возникают при формировании высокочастотных сигналов путём нелинейных преобразований колебаний опорных частот f₁ и f₂ в диапазонных возбудителях. Такие излучения аппроксимируются моделью

P_КИ( f ) = P_ОИ(f₀) + V_КИlg(f_КИ /f₀) + A_КИ.

Для РПдУ ВЧ диапазона при 1,001 < f_КИ /f₀ < 1,1

V_КИ = – 160 дБ/дек; A_КИ = – 39 дБ.

Электромагнитное взаимовлияние нескольких РПдУ, работающих на близко расположенные антенны, приводит к возникновению интермодуляционных излучений частот f_КИ = q₁ f₀₁  …  q_m f_m.

Число интермодуляционных составляющих быстро увеличивается с ростом порядка интермодуляции

r = | q₁| + ... + | q_m|

и числа РПдУ, однако, их мощность с ростом r быстро убывает.

Паразитные излучения возникают также из-за конструктивных дефектов аппаратуры при самовозбуждении колебаний на частотах; отличных от f₀₁.

Шумовые излучения обусловлены собственными шумами, модулирующими несущее колебание. Уровень таких излучений аппроксимируется моделью

P_ШИ(f ) = P_ОИ(f₀) + V_ШИlg(2f /П₃) + A_ШИ, (2.2)

где f – отстройка от частоты f₀, Гц. Для передатчиков ВЧ и ОВЧ

диапазонов; значения коэффициентов модели составляют соответственно: V_ШИ  7 и 10 дБ/дек и A_ШИ  80 и 70 дБ. Мощность P_ШИ нормируется относительно P_ОИ и выражается в децибелах. Для этого с помощью (2.2) следует оценить уровень P_ШИ, а затем найти абсолютное, значение мощности шумового излучения и выразить его относительно абсолютной мощности основного излучения.

Мерой нестабильности присвоенной частоты РПдУ служит допустимое отклонение частоты f _ДОП. Для РПдУ с жестко регламентированной нестабильностью нормы отклонения частоты установлены в герцах, в остальных случаях – в миллионных долях несущей частоты.

2.2.2 Восприимчивость радиоприемников к станционным помехам характеризует способность РПрУ работать без недопустимого ухудшения показателей при действии внешних помех по различным входам – антенне, цепям питания и заземления, технологическим отверстиям и т.д. Норма восприимчивости – это максимальный уровень помех, при котором РПрУ функционирует заданным качеством. Понятие восприимчивости учитывает действие помех как в основном (ОКП), так и в побочных (ПКП) каналах приема. Параметры восприимчивости: частотная избирательность; коэффициенты блокирования и перекрестной модуляции сигналов, взаимной модуляции помех; динамический диапазон.

Значение восприимчивости – величина, случайная, а ее среднее значение на частоте f₀ удовлетворительно аппроксимируется моделью

_В( f ) = P_АО( f₀) + V_Вlg(f / f₀) + A_В,

где P_АО — реальная чувствительность на частоте настройки f₀, дБмкВт;

V_В — коэффициент, характеризующий изменение восприимчивости по мере отстройки от частоты f₀, дБ/дек; A_В — постоянный коэффициент ослабления восприимчивости на частоте f относительно восприимчивости на f₀, дБ.

Для побочных каналов приема (ПКП), образуемых второй и третьей гармониками сигнала, значения A_В следует увеличить на 15 и 20 дБ соответственно; при преобразовании частоты на гармониках гетеродина этого делать не следует.

На практике можно использовать эмпирическое выражение для восприимчивости:

_В = 24 + 20lgП – 10lgR_A – 10lgP_A0пор,

где П – полоса пропускания УПЧ, Гц; R_A – активное сопротивление антенны, Ом;

P_A0пор – пороговая чувствительность в антенне, дБмВт.

Для эксплуатационной характеристики РПрУ диапазон значений _В иногда условно делят на области: невосприимчивости (60...80 дБмВт), относительной невосприимчивости (81...110), слабой восприимчивости (111...140), средней восприим-чивости (141 ... 170), высокой восприимчивости (171 ... 200).

2.2.3 Ослабление сосредоточенных помех в радиоприемниках – ослабление действия станционных помех. Для подавления сосредоточенных помех применяются: селекция сигналов во входных устройствах и в тракте промежуточной частоты; оптимальная фильтрация; интегральный прием; порогопонижающие способы приема сигналов с угловой модуляцией; предыскажения сигналов; малоинерционная АРУ; компенсация помех, робастные алгоритмы обработки сигналов.

Вблизи мощного источника помех наводимая в антенне РПрУ ЭДС может достигать 100 В и более, что может привести к повреждению усили-тельных приборов в тракте радиочастоты (РЧ). Для предотвращения таких повреждений на входе устанавливаются пороговые реле, регулируемые аттенюаторы, режекторные фильтры. Аттенюаторы, управляемые пороговой системой АРУ, снижают уровень входных сигналов на 2... 40 дБ ступенями обычно по 10 дБ и позволяют не только предотвратить повреждение усилительных приборов, но и расширить динамический диапазон РПрУ по соседнему каналу.

Пространственная и поляризационная селекция сигналов технически наиболее просто осуществима в ВЧ—ГВЧ диапазонах. В диапазонах ОНЧ—ВЧ реализация регулируемой диаграммы направленности антенны технически затруднительна, и, кроме того, на этих частотах проявляется деполяризация радиоволн магнитным полем Земли и водными образованиями в атмосфере.

Частотная селекция требует высокой избирательности трактов радио- и промежуточной частоты. Криогенные преселекторы ВЧ диапазона обладают добротностью (3...6)10⁵, что при относительной расстройке от несущей частоты на 1 % позволяет ослабить помехи на 50...70 дБ.

Эффективное средство борьбы с сосредоточенными помехами – оптимальная фильтрация. В зависимости от вида функции, связывающей сообщение a(t) с сигналом x[t, a(t)], оптимальные фильтры могут принадлежать к классу линейных или нелинейных. Структура фильтра может быть синтезирована на основе марковской или гауссовой модели получения текущей оценки â(t) на выходе фильтра, а также формирования оценки «в целом». Марковская модель применима для негауссовых сигналов и помех, что отвечает большинству реальных условий. Гауссову модель целесообразно использовать при высокоточных измерениях параметров сигналов при гауссовых помехах. Модель с оценкой «в целом» базируется на гауссовости сообщения a(t) и приводит к следящему фильтру с дискретными звеньями. Несмотря на различие методических подходов, сложность реализации оптимальных фильтров во всех случаях примерно одинакова.

Частотная характеристика оптимального фильтра при белых гауссовых шумах должна быть согласована (комплексно сопряжена) со спектром сигнала. Такой фильтр обеспечивает на выходе максимальное отношение сигнал /шум. Условие физической осуществимости согласованного фильтра заключается в том, что его импульсная функция h_Ф(t), определяющая по Лапласу передаточную функцию

К_Ф(p) = h_Ф(t) ехр(pt)dt,

может отличаться от нуля только при t > 0 и, кроме того, должна быстро  не медленнее, чем функция ехр(t²), стремиться к нулю при t  . Это затрудняет реализацию согласованного фильтра для сигналов сложной формы. На практике используют квазисогласованные фильтры (КСФ), полоса пропускания которых П_КФ для сигналов различной формы удовлетворяет соотношению П_КФ Т_С = 0,4... 1,37. Такие фильтры обеспечивают несколько меньшее превышение сигнала над шумом на выходе, чем согласованные фильтры. При длительных (Т_П » Т_С) сосредоточенных помехах величина превышения

h²_СКФ  0,82 h²_Сmax, (2.3)

где h²_Сmax – максимально возможное превышение сигнал/помеха.

При кратковременных (Т_П < Т_С) сосредоточенных помехах величина превышения

h²_СКФ  0,82 h²_Сmax/[1– ехр(2,6q_Tt)],

где параметр q_T = Т_П /Т_С.

Интегральный прием может осуществляться в трактах усиления видео- и промежуточной частоты. В тракте усиления промежуточной частоты в качестве интегрирующих фильтров обычно используются LС-контуры с параллельным (интегрирование по напряжению) или последовательным (интегрирование по току) включением. Додетекторное интегрирование более эффективно, так как позволяет увеличить отношение сигнал/помеха на входе детектора.

Центральная задача интегрального приема – обеспечение синхронной передачи гасящих импульсов в момент окончания сигнала. Периодическая коммутация интегрирующего звена приводит к тому, что его частотная избирательность определяется динамической полосой пропускания П_Д, отличающейся от статической полосы при некоммутируемом режиме работы. Например, для интегратора на одиночном резонансном контуре

П_Д = П_ЭФ cth(П_ЭФ Т_С),

где П_ЭФ =1,57 П_0,7 — эффективная полоса пропускания контура, определяемая полосой на уровне 0,7.

При этом превышение сигнала на выходе интегратора

h²_СИ = _И h²_Сmax,

где _И = th(П_ЭФТ_С)/ (П_ЭФТ_С) – коэффициент энергетической эффективности интегратора.

При П_ЭФТ_С = 0,2 и 0,6 имеем _И = 0,99 и 0,9; при П_ЭФ = 1/5Т_С такой интегратор практически реализует предельное превышение сигнала – эквивалентен оптимальному (согласованному) фильтру; при П_ЭФ = 1/2Т_С превышение сигнала отличается от предельного значения не более чем на 10%.