Сосулин Ю. Г. - Теоретические основы радиолокации и радионавигации - Радио и связь (768834), страница 50

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 50)

При этом синтез ФМ сигнала сводится к выбору такой последовательности (д!) (кода), автокорреляционная функция которой обладает нужными свойствами, в частности наименьшим уровнем боковых лепестков. К настоящему времени найден ряд кодов, которые можно использовать при манипуляции фазы импульсных и непрерывных радиолокационных сигналов. Особое место среди них занимают коды Баркера. Построенные на их основе импульсные ФМ сигналы имеют при заданном числе дискретов !о' минимально возможный уровень боковых лепестков, не превышающий 1/У. Коды Баркера получены для У=3,4, 5,7, 11, 13. На рис.

6.13,а в качестве примера показан ФМ импульс, а на рис. 6.13,б — его условное изображение; манипуляция фазы осуществлена в соответствии с семипозиционным (!о'=7) кодом Баркера (+1 +1 +1 — 1 — 1 +1 — 1). Как и ЛЧМ импульс, ФМ сигнал сжимается с помощью согласованного фильтра (рис. 6.13,г). Он состоит из линии задержки с отводами, фазоинверторов, сумматора и фильтра Ф, согласованного с высокочастотным дискретом длительностью то. Заметим, что фазоинверторы, сдвигающие фазу колебаний на я, можно и не вводить, но тогда соответствующие отводы линии задержки нужно сместить на половину длины волны высокочастотного колебания.

Процесс оптимальной фильтрации ФМ сигнала, в результате которой сигнал сжимается, поясняется рис. 6.14,а и б. На рис. 6.14,а условно изображены импульсы, поступающие с отводов ли- 244 г) Рис. 6.13. Фаэоманипулированный импульс (а, б), условное иэображение импульсной характеристики со гласоваиного фильтра (а) и его структурная схема (г) Рис. б 14. Диаграммы, поясняющие сжатие ФМ импульса нии задержки на сумматор (см. рис.

6.13,г); некоторые из них (1, 3, 4) прошли через фазоинверторы и поэтому изменили знаки своих дискретов на противоположные. Результат суммирования показан на рис. 6.14,б, а на рис. 6.14,в приведено сечение тела неопределенности ФМ импульса плоскостью 1=0, иначе говоря, огибающая сигнала на выходе фильтра Ф при отсутствии расстройки по частоте. Коэффициент сжатия ФМ импульса К, =т,„/т, „=т„)то равен числу дискретов 7гг; в рассматриваемом примере К, =7. Разрешающая способность по времени запаздывания при нулевой расстройке по частоте определяется длительностью дискрета ля =хо (6.

63)' т. е. по сравнению с простым импульсом длительностью т, возросла в Л" раз. Разрешающая способность по частоте по-прежнему обусловлена длительностью импульса (см. (60), т=О). 245' Периодически повторяющийся код Баркера можно использовать для фазовой манипуляции непрерывного сигнала. В этом случае тело неопределенности имеет многопиковый характер. Период повторения пиков по оси т равен Уто, а диапазон однозначного измерения дальности определяется величиной сй(то/2. Как ясно из предыдущего, для получения больших коэффициентов сжатия, а также для увеличения диапазона однозначного измерения дальности (при непрерывном сигнале) необходимо использовать ФМ сигналы с большим числом дискретов й(. Однако кодов Баркера при Ж>13 не существует.

Это ограничение отсутствует для кодов типа М-последовательностей, строящихся на основе линейных рекурреитных двоичных последовательностей и получивших широкое распространение на практике. Линейная рекуррентная двоичная последовательность (а;) задается совокупностью аь ..., а одноразрядных двоичных чисел ,(О или 1) с помощью рекуррентного соотношения а; =Ь,а; 1+Ьаа~ я+ ... +Ьппа „(=в+1, л+2,..., (6 64) -где Ь„..., ܄— одноразрядные двоичные числа.

Соотношение (64) определяет бесконечную последовательность нулей и единиц (аь 1= 1, 2, ...), которая после некоторого 1 на. чинает повторяться, так как число и, называемое «памятью» последовательности, конечно. Максимальный период повторения ЬУ двоичной последовательности (ас) обусловлен числом возможных различных состояний начальной последовательности аь ..., а„, равным 2", из которого должно быть исключено одно (нулевое) состояние'.

Таким образом, максимальный период повторения ф — 2я Линейные рекуррентные двоичные последовательности максимального периода называют М-последовательностями. Максимальный период последовательности обеспечивается при заданном л определенным набором коэффициентов Ьь ..., Ь в формуле (64).

Например, при в=5 максимальный период будет при Ь1 — — Ья-— =Ьа=1, Ьа=О, Ьь=1. М-последовательности обладают рядом важных свойств, в частности свойством «случайности», которое проявляется в следующем. Если из одного периода М-последовательности выбрать все возможные отрезки по и членов в каждом, то среди них не окажется одинаковых. Кроме того, в каждом периоде последовательности число единиц отличается от числа нулей не более чем на 1, что свидетельствует о «равновероятности» их появления. Поэтому М-последовательность называют также псевдослучайной.

ч Начальная последовательность не может быть нулевой; в противном слу«ае вся последовательность (а,) будет также состоять иа одних нулей. ж46 В результате манипулированные по фазе с помощью М-последовательности сигналы по своим свойствам приближаются к шумоподобным, параметры которых модулируются по случайному закону. Последние, в свою очередь, оказываются близкими кидеальному сигналу, имеющему единственный узкий пик и равномерные остатки на остальной части плоскости т, /, что обеспечивает высокую разрешающую способность по дальности и по скорости. М-последовательность может применяться для фазовой манипуляции как непрерывных, так и импульсных сигналов.

При этом в случае непрерывного сигнала уровень боковых лепестков авто- корреляционной функции равен 1/М. Если же используется один период М-последовательности, т. е. усеченная М-последовательность, для фазовой манипуляции импульсного сигнала длительностью Жтз, то уровень боковых лепестков возрастает, становясь равным приблизительно 1/~/ М. Однако при достаточно большом й/ уровень боковых остатков относительно главного пика авто- корреляционной функции ФМ сигнала можно сделать меньше требуемого значения. Согласованный фильтр, сжимающий ФМ сигнал, манипулированный М-последовательностью, аналогичен фильтру, показанному на рис.

6.13,г. Следует иметь в виду, что при больших значениях /у реализовать такой фильтр трудно. При ФМ сигналах, манипулированных М-последовательностями, разрешающая способность по времени запаздывания определяется, как и прежде, длительностью дискрета тз (см. (63)), а разрешающая способность по частоте — длительностью всего сигнала. Обработку ФМ сигналов можно осуществлять не только фильтровыми, но и корреляционными схемами. Последние наиболее целесообразны тогда, когда число корреляционных каналов приемника невелико. Корреляционная схема производит демодуляцию ФМ сигнала с последующим когерентным накоплением демодулированных импульсов.

Уменьшение уровня боковых лепестков на оси времени для ФМ сигнала, как и для ЛЧМ сигнала, достигается применением специальных несогласованных фильтров. Общая структурная схема фильтра, сжимающего ФМ сигнал, а также подавляющего. боковые лепестки (рис. 6.15), включает в себя линию задержки с максимальной задержкой т., болыпей длительности импульса т„. Как и в согласованном фильтре, отводы линии задержки расположены так, чтобы сигнал между ними задерживался на время, равное длительности дискрета т0; однако число отводов й больше, чем у согласованного фильтра.

На выходе отводов имеются' 24Т фазовращатели «р«и аттенюаторы а„(=~1, ..., Й. После суммирования выходных сигналов аттенюаторов осуществляется фильтрация фильтром Ф в ~полосе 1рго. Применение фильтра (рис. 6.15) приводит к проигрышу в отношении сигнал-шум по сравнению с согласова~нным фильтром. В отличие от ЛЧМ импульса ~подавление бокоРис 818 Структурная схема вых лепестков в случае ФМ сигнафильтра сжатия и подавления ла не сопровождается расширенибоковых лепестков ФМ сиена- ем главного максимума' вместо этО- ла го расширяется вся «убласть боковых лепестков выходного сигнала. 'Рассматриваемый фильтр при соответствующей настройке 1фазовращателей и аттен~юаторов позволяет значительно уменьшить уровень боковых лепестков, |причем степень их подавления возрастает с ростом числа отводов и= (та/то)+1 линии задержки и, следовательно, с увеличением максимальной задержки т,.

Если, например, используется фильтр с 33 отводами для обработки ФМ сигнала, маннпулированного тринадцатипозиционным кодом Баркера, то удается уменьшить уровень боковых лепестков с 22 до 40 дБ при энергетических потерях менее 0,4 дБ (45). Потенциальная и реальная разрешающая способность. Потенциальная разрешающая способность, как уже отмечалось, есть наивысшая разрешающая способность, достигаемая лишь в пределе при оптимальной обработке сигналов, причем под оптимальной следует понимать такую обработку, которая оптимальна в смысле статистического разрешения многих сигналов. Качество «оптимального (в байесовском смысле) статистического разрешения определяется минимальным значением среднего риска. Качество статистического разрешения можно также определить вероятностями ошибок многоальтернативного обнаружения (см.

Характеристики

Список файлов книги